用于相控阵的分布式直接采样S波段接收机的测量摘要

作者：Peter Delos, Michael Jones, and Hal Owens

本文详细介绍了 16 通道 S 波段直接采样接收器设计的性能测量与预测。该设计基于最近 发布直接采样模数转换器（ADC），时钟频率为 4 GSPS和转换器第二奈奎斯特区的采样。这 首先使用指向在线参考的指针来描述设计配置 提供进一步的描述。接下来，显示两个RF的接收器 嵌入式数字信号处理的组件和配置 （DSP），现已集成到现代数据转换器中。计算 呈现和比较单通道性能预测 反对测量。了解单通道性能后， 一组测量结合了来自 16 个通道的数据，评估 噪声密度、杂散信号和互调产物的动态范围改进。本文最后提出了一组观察结果 可用于外推的多通道性能趋势 使用许多分布式接收器实现的大型相控阵模型。

介绍

ADC采样速率的提高目前支持直接采样RF系统： S波段及以上。ADC技术的进步使数字波束成形相控阵得以普及。随着这些进步，工业界 问题仍然存在于直接的单通道性能能力 采样接收器以及动态范围改进可能 许多直接采样接收器分布在大型相控阵中。

尽管两家半导体公司都付出了巨大的行业努力 开发最新的数据转换器和大型公司系统集成商 改进相控阵架构，但公布的数据仍然有限 量化高通道数可实现的性能改进 直接采样接收器系统，可连贯地组合来自多个数据 分布式接收器。

我们的目的是帮助系统工程师提供可量化的测量 可用于通知自己的大型相控阵模型。我们的数据收集是 创建更多时仅要考虑一组基本测量值 复杂的相控阵系统模型。

评估的接收器设计

开发了16通道直接S波段射频（RF）采样平台 评估多通道环境中最新的高速数据转换器。1该平台（见图1）包含四个AD9081混合信号前端（MxFE） 集成电路 （IC）。每个AD9081包含四个RF数模转换器 （DAC） 和 4 个射频 ADC，总共提供 16 个射频发射和 16 个射频接收 渠道。四 MxFE 平台产品页面提供了详细说明 的平台以及使用的软件。®

图1.四通道 MxFE 16 通道直接采样平台。

接收器设计细节如图2所示。射频组件在 接收器前端与ADC和配置一起显示 AD9081内部的嵌入式DSP。

图2.接收器框图。AD9081内部嵌入式DSP的配置以及前端RF元件如图所示。

随着现代ADC采样速率的提高，可实现直接采样接收器 架构，设计配置中的大部分考虑因素都会发生变化 从射频域到嵌入式DSP。请注意，射频链非常简单： 有几个放大器用于增益，增益控制功能使用数字 受控衰减器和用于抗混叠目的的滤波器。嵌入式数字信号处理器 但是，与配置相比，具有更多的可编程属性 使用上一代数据转换器的接收器设计。这种趋势 未来的数据转换器将继续增加嵌入式处理。 因此，接收器设计人员有必要了解 在嵌入式处理中选择的选项的含义 立场。首先是要了解ADC数据预处理相对于 系统期望。其次，可能更重要的是优化 使用数据转换器内部的嵌入式DSP来卸载以前在现场可编程门阵列（FPGA）结构中完成的处理，从而减轻 优化系统处理电源效率

基于这一趋势，有必要描述DSP配置 将任何测量值与计算的预测值进行比较时。数据集 本文介绍将AD9081 ADC配置为4 GSPS采样。这 ADC之后是可编程有限脉冲响应（pFIR）滤波器，用于 均衡频带上的幅度和相位。其次是粗略的 数字下变频器（DDC），其中有数控振荡器 （NCO） 配置在感兴趣的波段中心和 4 分位数块中 被利用。精细的 DDC 配置为绕过 NCO，以及额外的 使用4分程和6 dB数字增益。其结果 配置为总抽取值16，数据速率为250 MSPS，数字频率为0 dB 增益，并在粗略的NCO中选择单个非零NCO频率设置 乐队中心。

通过应用程序编程启用组件配置 接口（API）可从AD9081产品页面获得。摘要 表 1 显示了本文中使用的相关主要接收器 API 函数。

 

接口函数调用	位域	注册	价值
adi_ad9081_adc_ddc_ coarse_nco_mode_set（...， ...， AD9081_ADC_NCO_VIF	粗_ MXR_IF	0x282<7.6>	0x00
adi_ad9081_adc_ddc_fine_nco_mode_ 设置（...， ...， AD9081_ADC_NCO_ZIF）	FINE_MXR_IF	0x283<7.6>	0x01
adi_ad9081_adc_ddc_coarse_gain_ 设置（...， ...， 0）	COARSE_GAIN	0x282<5>	0x0
adi_ad9081_adc_ddc_fine_gain_set（...， ..., 1)	FINE_GAIN	0x283<5>	0x1

 

单通道性能测量 与计算预测相比

接收器性能的电子表格计算如图3所示。 该分析保持简单，仅包括主要接收器的增益项， 噪声和三阶截距。图中显示了噪声系数和噪声功率的噪声。首先，显示了RF组件的级联分析。这是添加的 接下来是ADC性能。包含两者的级联计算的详细信息 RF元件和ADC包含在“宽带接收器综述”中 架构选项。2最后，性能反射回接收器RF 连接器输入并在图 3 底部进行了总结。

图3.接收机性能计算：首先显示RF级联。然后将RF性能添加到ADC性能中，以进行完整的接收器性能预测。然后，性能被反馈回接收器连接器输入，直接在RF输入端代表有效的ADC。

测量满量程输入功率和输入三阶截点 点 （IIP3） 如图 4 所示。从左侧开始，使用满量程输入 功率，图 3 中的预测估计值为 –21 dBm，而测量值为 图4的标称值为-20 dBm±频带中心为1 dB。在 带边是由于抗混叠滤波器，实际上滤波器形状可以是 从这个数据中看到。一两个dB内的增益匹配被认为是合理的，因为 电子表格中可能未考虑额外的dB左右的损失。在 将图 4 右侧的 IIP3 数据与图 3 中的预测进行比较， 我们看到IIP3比预测的略好约1 dB，其中 通道 2 在 2.8 GHz 时的骤降除外。IIP3数据也被视为 相当接近级联预测。

图4.针对满量程功率和输入IP3的单通道测量。测量结果根据接收器RF连接器输入进行校准。

接下来，有必要描述快速傅里叶变换（FFT）分析。 我们描述中提供的所有数据均基于 FFT 和处理以产生 来自FFT数据的测量。图 5 显示了示例 FFT。顶部 图用于单个通道，而底部图用于组合和 校准通道。

图5.FFT 测量示例。

使用图5中的单通道FFT，我们可以将噪声密度与 图 3 中的预测。图3中的级联计算估计了噪声 当RF部分与ADC级联时，密度为–145 dBFS/Hz。图5的单通道测量结果为–144.3 dBFS/Hz，因此级联 计算似乎再次与测量值紧密对齐。

对于图5底部的组合FFT，执行校准 如“DAC/ADC IC上的集成硬化DSP改善宽带”中所述 多通道系统“和”使用多芯片的上电相位确定性” 集成宽带DAC和ADC的同步特性”3,4并对数据求和。然后调整满量程以适应组合数据的位增长，最后执行相同的FFT。通过这种方法， 满量程组合电平接近平均通道电平和 动态范围有所改善，由于组合增益，接下来将看到。

单通道与组合通道 接收器测量

噪声密度和杂散信号

 

我们想研究组合时的噪声和杂散改善 渠道。同样感兴趣的是观察组合通道影响与输入 功率电平和频率。结果如图6和图7所示。

图6.组合通道时，可以观察到噪声密度和杂散改善。这些数据集是在2.8 GHz下拍摄的。

图7.单通道和组合通道噪声密度以及杂散与频率的关系：在每个频率上捕获十次。图上的每个点代表一个FFT。

从图6左侧开始，噪声密度与输入的影响 可以观察到功率。在低功率水平下，10log（N） 的 12 dB 改进为 在系统中实现 N = 16 个通道。随着功率的增加，请注意 组合输出噪声密度的增加速度略快于低于 各个频道。这是跨 渠道。在这些数据集的情况下，退化仅为大约 1 dB，因此在组合通道时仍有显着改善。这 相关源被认为是锁相环 （PLL） 在单个AD9081或可能的RF输入源中与四个通道共用 使用。自 10 dB 改进以来，没有进行进一步调查 测量仍然相当重要。

图6的右侧详细介绍了系统的杂散性能。 在以下情况下，杂散性能也有显著改善 组合通道，表示杂散在通道之间不相关。 刺激改善是一个相当积极的结果。在这些数据捕获期间， 已经花费了大量精力来评估特定频率的特定杂散 补偿。一个意想不到的观察结果是，马刺看起来相当随机。 单通道中最差的杂散在各个通道之间并不相同，并且确实 在组合数据中不显示为最差的杂散，除了特定的 二次谐波情况如图7所示。有两种解释 马刺的随机性。首先，起点相当不错，因为 如图 5 的 FFT 所示。次要影响是测试设置对所有16个通道的数据采集大小以及这些通道的FFT长度有限 捕获所有 16 个通道时，数据捕获限制为 4096 个点。在 尽管数据捕获长度很长，但仍能观察到<90 dBc的杂散。 未来的多通道测试平台将寻求延长FFT长度。

图 7 显示了类似的单通道和组合通道性能与 频率。对于这些数据集，每个频率捕获了 10 次。每 图上的点表示单个 FFT。这些数据的功率电平为 标称值为 –5 dBFS。

图7左侧的噪声密度数据显示，各个通道 与图3中所有通道和所有通道的估计值相当一致 频率。综合数据显示，相当一致的改进 目标频率两端的 ~11 dB，与图 6 一致 相关功率级别。

图7右侧的杂散也显示出相当一致的组合通道改进。位于2.65 GHz的杂散值得评论。 在此频率下，有第二个谐波落在带内并导致 单通道杂散需要提升。此频率点包含在数据中 因为它与评估折叠谐波引起的杂散影响有关 当通道组合时。有两个有趣的观察结果。这 首先是马刺看起来不相关，其次是存在一个 跨通道的杂散电平范围广。这是一个积极的结果，似乎 表明组合输出仍然可以接近 10log（N） 改进 超越最糟糕的渠道支线。它还表明，通过改进布局 设计上，通道层面的杂散可能会得到改进。我们做到了 不再进一步调查，但指出此处要记录的观察结果 结果。

 

幅度和相位稳定性

 

图7中的数据有助于评估幅度和相位稳定性 因为每个频率都获取多个数据集。结果显示 在图 8 的晶须或 MATLAB 箱形图中。®

图8.幅度和相位稳定性测量：图7中采集的数据的晶须图。数据集由 10 个捕获组成，名义上超过 5 秒。上图中的幅度稳定性显示一致性在千分之一dB以内。下图中的相位稳定性显示了十分之一度内的相位稳定性。

选择 MATLAB 箱线图是因为可用数据量有限。箱须图是旨在提供快速数据集的图形 分发信息。盒须有五个主要组成部分 情节。红线表示数据集的中位数，而蓝色表示 围绕红线的框表示 数据。此范围称为四分位距 （IQR）。该框包含 数据集的 50%。框上方和下方是代表 视为数据集的最大值和最小值。任何谎言的数据点 超出 1.5 × IQR（第一个四分位数到第三个四分位数 + 1.5 IQR）的范围是 被视为异常值，由单个红十字数据点表示。 在图8的幅度稳定性图中，比较了所有幅度 通道和组合输出。对于相位稳定性，单相 将通道与组合输出端的相位进行比较。这是 必需，因为在此测试设置中数据捕获是异步的。是的 有趣的是，时钟分布可以从 相位稳定性数据。请注意相位稳定性数据中盒子的形状如何以四个为一组匹配：通道 1-4、5-8、9-12 和 13-16。这些渠道 代表每个AD9081内部的四个通道，每个AD9081都有一个专用的ADF4371 PLL。在此特定集合中相位漂移匹配的观察结果 的四组表示相位稳定性由PLL主导。这 观察结果与我们最近的相位噪声分析一致。5

 

组合 2 音测量

 

我们的最终数据集是2音测量，用于评估通道组合时互调产物的影响。结果显示在 图 9 和图 10。

图9.代表性的 2 音 FFT 测量。请注意，相对于载波的互调产物电平（以dBc为单位）不会随着通道组合而改善。

图 10.组合互调积与频率的关系：组合互调积电平接近各个通道的平均值。

结果表明，互调产物是相关的，并且它们接近 通道电平互调乘积的平均值。此结果与“使用商用收发器的数字阵列： 噪声、杂散和线性度测量。6

意见摘要

使用这套全面的测量方法，现在可以解决几个关键点 总结一下。

 

对于组合通道：

 

振幅：组合输出的振幅接近平均值。 这是一个自然的结果，因为首先要进行校准以对齐通道 振幅和相位。

噪声密度：

在低功耗下，可以实现10log（N）的改进。

当功率增加到接近满量程时，相关项可能具有 由于任何共享电路的影响。测量表明只有 1 dB 16 个通道的降级。

杂散信号：

马刺似乎比最初预期的更随机。这是一个积极的 结果并启用动态范围改进时通道 组合在一起。

最差的杂散通常可以提高10log（N）。

组合 16 通道结果显示 90 dBc 或以下的杂散信号， 这是相当不错的，再次与单通道高电平相媲美 高性能窄带接收器。

应考虑在将来的评估中使用更大的FFT长度以改进 用于杂散分析的FFT动态范围。

互调：互调产物相关，没有 预计动态范围会有所改善。这是分阶段的已知问题 阵列社区。由于与动态范围相关的其他术语随着通道的组合而得到改进，因此未来的系统和规格可能会有所改进 线性度受互调产物的限制。这一事实可能会推动 非线性校正的创新与强制方法的研究 互调产物在大型阵列中不相关。

幅度和相位稳定性：幅度一致性在千分之一以内 对于数据，观察到十分之一度以内的dB和相位一致性 捕获大约 5 秒的持续时间。我们相信阶段 这种设计的稳定性受到用作数据转换器时钟的PLL的限制 源。如果需要提高相位稳定性，可以使用备用时钟源 可以考虑。

结束语：出现16通道噪声和杂散测量 相当出色，可与过去的高性能窄带相媲美 接收机。这些数据表明，确实有可能分发许多 直接采样接收器，实现数字波束成形阵列级可编程性， 并且仍然保持传统窄带系统的高性能指标。

结论

我们的目的是总结和量化一套全面的接收器 在具有代表性的多通道环境中进行测量 该系统 工程师可以用来推断更大的相控阵模型。为此， 已经详细描述了特定的直接采样RF接收机设计， 已将测量结果与计算的性能预测进行比较， 本文介绍了单通道与组合通道噪声密度、杂散和互调性能的改进。这是我们的希望 这些数据集对于工程师评估自己的设计非常有用 在基于发布的最新数据转换器开发大型系统时 半导体行业。

审核编辑：郭婷