用于电信应用的隔离电源

为了确保符合所有国际标准，电信应用隔离电源的设计人员需要考虑某些事实：输入电压从来不是来自市电的 110V 或 220V，而是铅酸电池（-12V、-24V 或 -48V）的较低电压，通过市电整流充电（图 1）。（电池在主电源发生故障时备份电信系统。为了防止离子流引起的腐蚀，输入电压始终为负，正极端子接地。

图1.在此电信系统中使用的备份架构框图中，电池块由市电整流器保持充电。在电源故障的情况下，它为系统供电以防止传输中断

ISDN和其他由远程电源供电的系统通常以更高的输入电压运行：高达120VDC。（线路电阻引起的损耗与电源电流的平方成正比，因此与较高输入电压相关的较低电源电流允许更长的传输线。通过电缆和本地电源为电信电话供电，此类系统消除了电缆用户端对备用电池的需求。因此，如果需要，电缆同时传输传输信号和电源电流（图 2）。

图2.在用于小型办公室或家庭应用的ISDN系统中，电话线通常进行传输。在紧急情况下，它们将电力从中央办公室传输到远程设备的网络终端 （NT） 和终端设备 （TE）

电源转换拓扑的选择取决于所需的输出功率水平：低功率为正激或反激，中功率为推挽，半桥或全桥为高功率。最简单的配置（反激式）是在初级 PWM 的导通期间（当功率 MOSFET 导通时）将能量存储在变压器中，并在关断期间将其释放到负载（图 3）。由于次级二极管（D1）当时正向偏置，存储在变压器中的能量进入负载并为输出电容充电。存储在输出电容器中的能量在下一个导通周期内输送到负载。对于这种配置，初级控制器IC可以采用固定频率PWM配置，如MAX668或可变频率PFM配置，如MAX1771。像MAX5003这样的控制器可以直接由高输入电压供电。

图3.反激式转换器在每个周期内存储能量：当功率 MOSFET 导通时存储在变压器中，当功率 MOSFET 关闭时转发到负载

在正激拓扑中（图 4），当初级电源 MOSFET 导通时，能量被转发到次级。 能量不像反激式电路那样存储在变压器中，因此正激配置允许更小的变压器和更多的功率输出。次级侧的输出电感器存储能量，并降低输出电容器中的纹波电流。在导通期间，负载直接从变压器槽二极管D1和L1接收能量;但是，在关断期间，电感L1会强制二极管D2导通。因此，L1和C1一起保持向负载的连续能量输送。

图4.由于正激转换器在每个周期内将能量转发到次级侧，因此它们不需要大型隔离变压器来存储能量

推挽式配置（图5）可以简化为双正激转换器，其中初级器件的两个功率MOSFET交替打开和关闭。推挽式和正向型的能量转换原理在每个半周期完全相同，但推挽式电路在每个初级到次级能量传输期间（而不是在关断期间）重置变压器。此操作可为给定的变压器几何形状提供更多输出功率。

图5.推挽式转换器

全桥配置通常用于超过 1kW 的功率输出（图 6）。它们允许在BH磁化特性的两个象限中使用变压器，而不是在正激和反激电路中使用一个象限（图7）。此外，变压器初级的输入电压摆幅等于2VIN而不是1VIN。当功率MOSFET对Q1/Q4一起导通，然后是Q2/Q3时，变压器初级绕组在第一个周期中为+VIN和在第二个周期中为-VIN导通。在次级的每个周期（如正向拓扑）期间，能量传递到负载，但更好的变压器优化允许更高的输出功率。

图6.全桥转换器

图7.磁性材料的B-H磁化形状

然而，还有其他拓扑可用。例如，谐振或准谐振转换器（基于插入能量转换链中的谐振电路）通过避免电流和电压的方波信号来减少有源元件中的开关功率损耗。但是，无论拓扑结构如何，都必须考虑所有拓扑的共同点：

电磁干扰/射频识别

安全

瞬态电压保护

输出过流和过压保护

工作温度和热保护

反馈

 

电磁干扰/射频识别

当今开关电源中变压器的高频工作（至1MHz或更高）可以减小这些磁性元件的所有尺寸。另一方面，高频方波（PWM或PFM拓扑）或正弦波（谐振或准谐振拓扑）在每个能量传输周期中产生电磁辐射。国际标准定义了这些辐射的限值，这些辐射由输入和输出电缆作为EMI传导，并从电源周围的空间辐射为RFI。

传导EMI和辐射RFI的国际规范是EN55022，其中列出了150kHz至30MHz范围内的EMI的最大允许幅度（表1）和30MHz至1000MHz范围内的RFI（表2）。EN55022还定义了验证是否符合其要求所需的测试，并描述了批准进行测试的实验室所需的条件。不符合这些电磁兼容性规范的产品不能在欧洲共同体销售或在美国销售的 UL 批准下带有 CE 标志的品牌。

为了满足EMI和RFI的指定限值，您必须在设计过程中考虑某些要点。首先，确定噪声源并尽可能将其降至最低。例如，在图100的3kHz反激式拓扑中，很容易识别出五个噪声源：

功率MOSFET T1的上升和下降时间：根据傅里叶分析，这个方波可以看作是谐波的总和：第一个在100kHz，第二个在200kHz，第三个在300kHz等，幅度都逐渐降低。降低开关波形的dV/dT可将高频谐波降至最低，但导通和关断期间的功耗会受到限制。

T1关断：在T1关断期间，电路和变压器中的寄生电感和电容会导致漏极电压中出现更高频率的振铃。通过指定具有小漏感的变压器并添加二极管/电阻/电容器缓冲电路，可以将振铃能量降至最低。

D1中的振铃：类似地，次级二极管D1中的寄生电容引起的不希望的噪声频率（振铃）可以通过与二极管并联的电阻/电容网络来降低。

来自变压器的RFI：通过用铜箔屏蔽变压器，可以将由反激式变压器气隙引起的RFI噪声降低几分贝

布局：所有承载开关波形的元件应尽可能小，连接短。长连接可以充当天线，几乎可以在任何地方传输不需要的噪音。

 

在99%的情况下，您可以通过考虑所有这些原则来减少问题（但不能完全解决问题）。它们需要额外零件的成本。例如，来自电源和电池输入端的噪声必须使用由差分电感、共模电感和陶瓷或高频电容器组成的EMI滤波器进行衰减。然而，不可能定义一个标准系列的EMI滤波器，以适应所有不同的电路拓扑和输出功率水平。

噪声产生所涉及的许多元素无法通过分析预测。只有当电源以物理方式实现时，您才能执行分析和实验测试，从而能够设计EMI滤波器。为了在生产过程中允许元件值的合理分布，该滤波器在规格限值上应具有大约10dB的裕量。

在初级和次级之间引入电容可为高频提供低阻抗路径。该电容器（通常是陶瓷型，值为1nF至4.7nF左右）迫使噪声在内部流过转换器，从而将电源两侧的噪声降低几分贝。通常通过将带有EMI滤波器的完整转换器放置在六面金属盒中来抑制辐射噪声。

安全

对于定义为电信超低电压（TELV）的次级输出，它们必须与转换器的输入侧隔离。操作员可以触摸TELV输出，而无需任何特别关注或保护。为此，国际规范EN60950和UL950定义了输入和输出之间的最小隔离电压，以及转换器初级和次级部分之间的最小允许距离。请参阅表 3 和表 4（在 EN60950 中）。

如这些表所示，最小允许爬电距离和电气间隙距离¹取决于施工技术、工作环境和工作电压。例如，对于76VDC、污染等级²为3和增强绝缘的输入电压，爬电距离和间隙距离分别为2mm和4mm。

您可以轻松地在印刷电路板上实现一个安全区域，其中初级和次级部分之间的唯一组件是电源变压器。该变压器必须符合国际规范要求的安全距离（漆包铜不能定义为绝缘）。

有四种主要技术可用于满足变压器结构中的安全绝缘要求，每种技术都有自己的优点和缺点。下面将针对四绕组变压器中的每一种方法进行检查，其中初级绕组分为两部分：_-初级/次级/辅助-次级/_-初级。

一种方法是通过套管每个绕组的起点和终点来提供绝缘（图 8）。绕组放置在距离线圈成型机边界 2mm 的位置。两个绕组之间的总爬电距离为2mm+2mm = 4mm.（只需要2mm，但额外的2mm裕量可以提高生产过程中的良率和制造时间。由于漆包铜不被视为绝缘，因此每个绕组的末端必须由绝缘材料保护;否则，爬电距离将减小到2mm以下。
 

初级绕组和次级绕组之间需要额外的绝缘材料。如果需要加强或双重绝缘，则必须至少有两层绝缘。由于它允许绕组之间的良好耦合，这种生产技术最大限度地减少了漏感，可用于构建具有多个次级输出的变压器。它还允许在变压器单位体积的交付瓦数上做出很好的折衷。由于保护套不能自动放置，因此所需的手动工作使该技术非常昂贵。

 

另一种方法是通过将初级绕组靠近线圈成型器的一侧，将次级绕组放置在另一侧来提供绝缘（图 9）。距离保持在4mm，但绕组之间的耦合非常差。对于小型变压器来说，这种方法几乎是不可能的。

次级绕组使用特殊导线，覆盖两层绝缘材料（UL认可为双绝缘），可以成为小几何变压器的解决方案。这种方法可以自动化到100%。另一方面，所需电线的高成本使其吸引力降低。

线圈成型机由两个同心半部分组成，其中所有初级绕组包含在一个部分中，所有次级绕组包含在另一个部分中，从而可以有效地组装变压器。两个同心部件首先分别缠绕（初级绕组在一个绕组中，次级绕组在另一个绕组中），然后在第二个操作中连接。这个过程可以完全自动化。它将手动返工几乎减少到零，并生产出当今同类产品中最便宜的变压器。然而，初级和次级之间的耦合很差，而且（不幸的是）正在检查的分体式初级变压器不能以这种方式构建。这种方法对于采用120VAC电源（例如蜂窝手机电池充电器）的反激式拓扑中的低功率变压器非常感兴趣。

最小化机械尺寸是 PC 板应用中电信转换器的常见要求。由于安全规范定义了与外部环境污染程度相关的最小爬电距离，因此通过将变压器放置在真空下装满树脂的盒子中，可以提高污染程度并减少爬电距离。通过以这种方式改变变压器的内部环境，很容易达到1的污染等级（参见表4）。

瞬态电压保护

几乎所有电气设备在正常运行期间都会受到过多的电压脉冲的影响。这种脉冲可以由闪电或附近的电气设备（如大型电动机）产生。国际规范EN61000-4-5和EN41003定义了认证设备必须能够承受的脉冲类型。

在采用整流电压运行的电信电源中，1.5kW瞬态电压抑制器（TVS）通常足以保护电源并满足CE认证所需的所有国际规范。更复杂的是保护用于终端设备内部维护和通信的RS232或RS485接口。在每条线路上放置一个TVS可能很昂贵，特别是如果线路必须保持低寄生电容以支持高传输数据速率。

为此，Maxim提供多种RS-232和RS-485接口IC。所有产品均包括根据 IEC1000 规范测试的 ESD 保护，电压高达 ±15kV。该规范可确保接口符合CE要求，而无需在生产中进行进一步测试。

输出过流和过压保护

输出保护可防止由于负载电流范围从零到短路输出而损坏电源，以及由于此类故障引起的电源电压不规则而导致的负载损坏。以下是对两个电路的检查：一个用于保护电源免受异常负载电流的影响，另一个用于保护负载免受异常输出电压的影响。

电信电源需要恒定的输出电流特性。当负载电流超过一定水平时，通常比标称值（Inom）高20%至40%，转换器输出变为恒流发电机。在这种情况下，降低负载电阻只会降低输出电压。

在电源管理方面，此类电信电源的最坏情况是最坏情况下的最大负载电流（Inom 加 40%），这发生在输出电压仍处于调节状态时。输送功率比标称值高 40%，并且可以无限期持续。整个电源必须能够承受这种水平的输出功率。由于必要的超规格会影响散热器的机械尺寸和价格，因此系统可以通过限制输出电流的允许容差而受益。为此，Maxim提供多种高边精密电流监测器，从简单的SOT4173封装MAX23（图10）到MAX471，MAX<>也可以检测电流流向。

图 10.在高端电流测量中，MAX4173提供以地为基准的电压，与检测电阻中的电流成比例。

这些IC采用一个串联电阻器，负载电流仅下降几毫伏，这要归功于内部电流镜，该电流镜在以地为基准的电阻中产生与高端负载电流成比例的模拟电压。对于MAX471，该测量精度为±2%。简单的运算放大器，如MAX4040，可以作用于该信号，产生电流保护反馈，直接作用于转换器的电压反馈环路。它仅在调用输出电流保护时影响反馈环路。虽然该条件下的电源稳定性也必须考虑电流保护电路的响应时间，但由于所需的响应时间不快，稳定性很少受到影响。

多个输出（主电压和辅助电压）可通过MAX869L和MAX890L等器件进行保护。除电流测量电路外，这些IC还包括一个与测量负载电流串联的功率MOSFET，该MOSFET可以在过流条件下断开负载。所有这些电流测量都是在正电源轨（即输出端）上进行的。替代方案（在负电源轨上测量，或电源的公共电源）包括系统返回的所有电流。例如，对于三输出系统，这意味着每个输出都必须设计为能够承受所有电流。复杂系统中的这种负路径环路实际上会产生错误的电流测量。

由于转换器内的任何故障都可能导致输出电压不合格，并对负载造成灾难性影响，因此大多数系统都包含一个简单的电路，用于连续监控输出电压，并在过压或欠压情况下停止转换器。Maxim提供多种电压监测器选择，如MAX6806。当监视器通过保护环路报告电压故障时，它必须首先停止主IC控制器。如果故障仍然存在，还必须（通过驱动器电路）打开与转换器输出并联的SCR。一旦 SCR 导通，只有当其电流降至零时，它才能退出 ON 闭锁条件。

并非所有负载电路都喜欢承受转换器输出的dv/dt，因为它在导通期间从零上升到标称。大多数人更喜欢保持复位状态，直到输出电压稳定下来。Maxim在启动期间生成此类复位方面处于全球领先地位。例如，MAX809或MAX6351等简单IC，采用SOT23封装，能够监测1个或多个电压，提供延迟（典型值为140ms）的“电源正常”信号。它们还建议系统相当精确地在电源电压下降完全消失之前保存所有必要的数据。

工作温度、可燃性和热保护

UL 94VO、V1 或 V2 定义了电气系统内最高温度的限制。由合格人员在认证实验室进行的测试必须验证合规性，然后才能批准系统上的 UL 印章。因此，为了系统可靠性，电源设计的热管理方面应确保由最坏情况引起的任何热点的温度保持在规定的范围内。

功率转换器中较关键的元件通常是初级电源开关、次级整流二极管和隔离变压器。有源元件和散热器之间需要良好的热耦合，除非开关元件和散热器之间寄生电容的增加加剧了EMI。

符合UL规范的高温电线和绝缘材料可确保隔离变压器的高工作温度。所有材料必须具有符合UL94V0，94V1的自熄等级;此类材料的使用简化了系统的最终UL认证。即使电信系统的热工作温度由规范定义，正常运行期间的过温或欠温（主要是过温）也会对电源产生灾难性影响。除非立即发生故障，否则温度故障可以通过降低受热温度应力的组件的MTBF来缩短设备寿命。

为避免不可逆转的损坏，热保护应包括双阈值：一个逻辑报警，用于建议温度超出规格，第二个报警（具有更高的阈值）用于关闭转换器。热保护必须放置在最关键的部件附近;该组件可在红外热像仪生成的热图中轻松识别。

Maxim的MAX6501/6502热传感器高精度监测环境温度，并在达到门限时提供逻辑信号。与传统的热敏开关相比，它们的高精度、半导体可靠性、小机械尺寸（SOT23封装）和低价格使其非常有吸引力。MAX6503/6504负温度传感器可在温度低于规定的最小值时提供信号;这种情况会影响转换器的启动能力。欠温逻辑信号可以打开热发生器。

反馈

电信电源的稳压输出通常很严格（±5%），但在某些情况下需要更高的精度。在保持严格的输出精度时必须反对的影响包括负载变化（负载调整率）、线电压变化（线路调整率）和温度的影响。因此，初级侧的控制器必须接收来自次级侧的调节输出电压的反馈。为了保持初级绕组和次级绕组之间的固有隔离，该反馈信号也应隔离。三个电路可用于此功能：

通过辅助变压器绕组进行反馈

通过光耦合器反馈

通过额外的磁性部件进行反馈，允许初级电路和次级电路之间的通信
 

基于辅助变压器绕组的反馈非常简单。辅助绕组电压通常为转换器的初级侧供电，由主控制器监控。次级和辅助绕组之间的耦合不能非常紧密，因为安全要求爬电距离和间隙，以及它们之间的双重或更多绝缘。因此，辅助绕组电压的典型容差仅为10%。一些负载可以容忍这种松散的公差;其他器件采用同步降压转换器形式的后置稳压，如MAX1623或MAX1714。辅助绕组方法的主要优点包括小尺寸和低成本控制电路。

为了获得光耦合器反馈，副边的运算放大器（如MAX4122）连续比较输出电压与基准电压源（如MAX6002）产生的输出电压。然后，运算放大器输出驱动光耦合器二极管，从光耦合器产生与输出电压和基准电压之间的误差差成比例的反馈信号。也就是说，二极管和晶体管之间的电流传输（彼此隔离）在初级侧产生电流输出。该电流流过电阻器，产生初级侧控制器读取的信号电压（图 3）。

通过提供已获得安全机构批准用于此功能的多种光耦合器选择，当今的市场有助于电源的安全认证。为了进一步简化采购，该电路中的所有元件都是标准部件。

对于使用额外磁性部件（允许初级电路和次级电路之间的通信）的反馈，原理与光耦合器相同。在这种情况下，次级电路有些复杂，因为磁性部件必须由特定频率的信号而不是直流电流驱动。由此产生的反馈元件（磁性部件）的额外费用使该解决方案变得不那么有趣，但空间设备等特定应用除外，在这些应用中，磁性部件的可靠性更高。

闭合反馈环路意味着设计一个高增益宽带宽电路，以快速响应线路和负载变化。然而，稳定性考虑施加的限制通常会迫使在响应时间上做出妥协。必须定义两个参数：交越频率（fC）和相位裕量。

反馈路径（运算放大器、光耦合器和主控制器）的总增益具有一定的带宽，转折点是增益等于1 （0dB）的频率。运算放大器的反相配置在信号中引入180°相移（负反馈），补偿网络引入额外的相位滞后。因此，信号可以表现出180°加180°或更大的相移，产生正反馈，导致输出电压振荡。

根据奈奎斯特的说法，如果fC处增加的相移小于180°，系统是稳定的。因此，电源设计中的一个关键参数是fC处的相位裕量，定义如下：反馈相移必须增加多少度才能获得180°？

各种拓扑结构的实际经验表明，45°的相位裕量可实现良好的负载调节，并具有可接受的过冲和下冲，而不允许快速瞬变触发振荡。另一个很好的折衷方案是限制转折频率：fC < fSWITCHING/（2x3.14xD），其中 D 是最大占空比。

每个电源反馈环路都必须经过设计。波特图提供了不同元素的增益和相位的简单图片，当您将图片相加时，会给出总体结果（图 11）。Bode表示，高于其转折频率的单极的增益斜率为-20dB/十倍频程，其相移为90°。因此，双极点LC网络的增益斜率比其转折频率高出-40dB/十倍频程，相移为180°。

图 11.这些波特图描绘了单极 RC 网络和双极 LC 网络

例如，考虑工作频率为70kHz、占空比为50%的电源的补偿，如图12所示。最大转折频率为 fSWITCHING/（2x3.14xD） = 22kHz。超过此转折频率后，输出电容、电感和负载电阻会产生-40dB/十倍频程的衰减和180°的相移。运算放大器的带宽超过10MHz，但其相关的RC元件引入一个极点和零点，以补偿LC极点引入的相位滞后，并在fC处提供至少45°的相位裕量。

图 12.简化波特图描述了电源输出及其补偿网络

为了确保直流时良好的输出电压调节，误差放大器中的极点可将增益降低-20dB/十倍频程。由R2-C2引起的零点将增益斜率修改为0dB/十倍频程，R2-C1导致增益增加到+20dB/十倍频程。因此，补偿运算放大器引入的相位从-90°开始（由于第一个极点），变为0°（由于R2-C2），上升到+90°（由于R2-C1）。将输出LC和补偿运算放大器特性相加得到总体结果（虚线），表示电源补偿fC = 22kHz，相位裕量为90°。

图9.这是绕线变压器的横截面，其中绝缘由绝缘胶带提供（漆包铜未定义为绝缘）。安全法规规定了绕组之间的最小距离

图8.绕线变压器横截面中的绝缘层由套管和绝缘胶带组成。由于套管被定义为绝缘，因此这种方法可让您将安全距离缩短两倍

审核编辑：郭婷