基于合成器的IF调谐无线接收机的实现

发表于 2012-06-04 10:27:47 收藏 已收藏
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基于合成器的IF调谐无线接收机的实现

发表于 2012-06-04 10:27:47

  前言

  为了提高现代无线设备的灵敏度和可选择性,需要尽可能地减小相位噪声和参考杂散,并缩短锁定时间。本文中所述电路可以改善本振(LO)的所有这些性能。

  相位噪声是对LO信号的纯度的一种量度。相位噪声是载波功率相对于给定的频率偏移处(频率合成器通常定义1kHz 频率偏移)1-Hz的带宽上的功率。其计算结果以dBc/Hz为单位表示。

  由于频率合成器内部的开关切换,输出信号中会出现杂散(spurs)。在整数N分频的合成器中,它们一般是由于鉴相器(PFD)的工作频率点上的信号分量所引起的;在小数N分频中,它们是由合成器本身架构的特点所造成的。在整数N分频锁相环(PLL)中,它们被称为参考杂散(reference spurs)。

  锁定时间是指输出从一个频率切换到另一个频率所需要花费的时间——这对于许多系统来说是一个重要的指标。一般说来,当输出稳定到所期望的最终频率附近、差异在某一百分比[或者以百万分之一(ppm)衡量]之内,或是相位锁定在所需要相位度数的附近,此时我们说,输出被切换到或者锁定到新的频率上了。

  传统的接收机实现方式

  图1所示的是最通用的的接收机架构的功能框图(超外差接收机)。这里所示出的系统是满足DCS1800移动电话标准接收机的典型结构。在该标准中,接收(Rx)频段是1805MHz~1880MHz。

  图1中,RF输入信号先流经一个RF滤波器,接下来再经过一个低噪声放大器(LNA)。随后,信号在混频器中与一个可调谐的LO输入进行混频,变换到中频段(IF)。混频后的信号接受进一步的滤波,在通过一个最终的混频器,与一个固定频率的LO信号混频,从固定的IF频段下变频到基带信号频段上。

  可调谐的RF LO信号是利用一路干净和稳定的参考频率信号来生成的,该基准信号输入至ADF4106 PLL合成器和一个压控振荡器(VCO)中后最终形成LO信号。参考频率信号可以由温补晶振(TCXO)、压控晶体振荡器(VCXO)或者恒温晶体振荡器(OCXO)来产生。 在整数N分频系统中,PLL合成器的R分频器将该参考信号变换成为一个频率等于信道间隔的信号——或者,在小数N分频系统中,将信号频率变换成信道间隔的倍数。PFD则对环路输出FVCO除以N后的结果与R分频器的输出进行比较,然后,环路驱动VCO,使得FVCO = FPFD × N,以使PFD输出归零。可以通过改变N来改变LO输出频率,从而对无线电路进行调谐。

  LO的相位噪声取决于多方面的因素:参考信号噪声、合成器中的噪声(R分频、N分频、PFD和电荷泵),N值,以及PFD的工作频率。

  LO的相位噪声(dB)可以用如下的公式来表示:

  式中

  PNSYNTH是合成器对相位噪声的贡献(在数据手册中给出,单位是dB)

  20 logN是合成器中的N值所带来的附加噪声

  10 logFPFD是合成器的PFD频率所产生的噪声分量

  *欲获得更多详情,请参阅“Design a Direct 6-GHz Local Oscillator with a New, Wideband, Integer-N, PLL Synthesizer”(Analog Dialogue, Volume 35, No. 6, November-December, 2001)

  参考杂散取决于如下因素:PFD设计,PFD电路中电荷泵的漏电,PLL环路带宽,VCO灵敏度。锁定时间取决于PFD频率和PLL环路带宽。

  在接收机中, 如果IF选定为230MHz,经过调谐的RF信号将在2035~2110MHz范围内变化(使用高端注入),步进为200kHz。如果使用整数N分频架构来实现的话,则需要使用200kHz的PFD频率,而N值将从10175(2035MHz)变化为10550(2110MHz)。

  在商业应用系统中所期望的带内相位噪声为-85.6 dBc/Hz,采用适合的锁相环,如ADF4106,系统的典型基准寄生为-88dBc @ 200kHz和-90dBc @ 400kHz。

图1 传统的超外差接收机的系统框图

  图1 传统的超外差接收机的系统框图

  如果环路带宽选取为20kHz,则相位差小于10度时对应典型的锁定时间将为250µs。

  接收机的另一种可替代方案

  ADI公司目前提供一种新的宽带宽PLL合成器——ADF4107。其RF级可以在高达7.0GHz的频率下工作,而PFD频率可以高达104MHz。这样的宽带宽工作能力可以用于实现新颖的接收机架构,如图2所示。在该结构中,每一级的LO都可以从一路频率为所需频率的整数倍的信号变换得到。此外,调谐是在IF部分完成的。这就容许系统采用非常高的倍率,以便改善总的相噪声和锁定时间性能。

  固定频率的RF电路

  在图2中,一个频率固定的RF LO将信号向下变频到IF频段,而信道的调谐在IF中完成。仍以DCS1800为例,我们可以选择频率固定为1520MHz的RF LO。这可以从一路6080MHz的信号通过÷4分频来获得。

图2 替代性的接收机框图

  图2 替代性的接收机框图

  RF LO 的相噪声为:

  –219 + 20 log 950 + 10 log (6.4 × 106) – 20 log 4   = –219 + 59.5 + 68 – 12   = –103.5 dBc/Hz

  参考杂散将出现在偏离载波6.4MHz的频率上,量值很小(<-90dBc),这是因为(a)4分频电路对应12dB的衰减,以及(b)——由于这是固定频率的LO——环路带宽可以变得很小(例如20kHz)。简单地施加一路20dB/十倍频程的衰减,将可以进一步衰减寄生分量。

  在200kHz、400kHz、600kHz和800kHz处将不存在参考杂散,而锁定时间也不成问题,因为在频率固定的RF电路中无需进行任何调谐操作。

  调谐作用的IF电路

  我们继续讨论DCS1800实例,图2示出了一种可调谐的IF电路,其调节范围从285MHz到380MHz,步进为200kHz。为了实现此功能,PFD频率选用为3.2MHz ,相应产生的初始LO信号可以从4560变化到5760MHz,调谐的步进为3.2MHz。对这些频率进行16分频,就可以获得所需要的285MHz~360MHz、步进为200kHz的信号。

  可调谐的IF电路在最差情形下的位相噪声为:

  –219 + 20 log 1800 + 10 log (3.2 × 106) – 20 log 16       = –219 + 65 + 65 – 24    = –113 dBc/Hz

  参考杂散将出现在偏离载波3.2MHz处。通过选择500kHz的环路带宽, 在3.2MHz的杂散将低于-90dBc。在一个DSC系统中,参考杂散件小的的重要频率点是200kHz、400kHz、600kHz和800kHz。不过在我们所提出的配置中,这些频率点上并不存在寄生分量,因为我们选用的PFD工作频率高达3.2MHz。

  在环路带宽设定为500kHz, PFD频率为3.2MHz时,系统可以在10 µs以内完成锁相操作,且偏差在10°以内。图3所示的是频率锁定的响应特性。

图3 可调谐的IF电路锁定时间

  图3 可调谐的IF电路锁定时间

  滤波方面的考虑

  上述的两种架构实质上都属于超外差,采用了两级下变频电路。在每一级电路中,滤波都有着关键性影响。

  在图1中,位于LNA之前的RF滤波器可以抑制很强的带外干扰,IF滤波器可以选用窄带(在GSM体制中可以为200kHz)来抑制带内干扰。

  在图2中,RF滤波器与图1中所示的相同。不过,图2中的IF滤波器不能采用窄带的。它必须能覆盖整个信号带宽,因为调谐是在其后才发生的。这意味着,带内干扰信号将在信号链后面的基带处理中滤除。ADI可以提供若干种IF到基带的接收机,包括AD6650、AD6652、AD9870和AD9874。在使用如图2所示的架构时,应该仔细考虑这些器件的选用。

  结论

  让PLL的内核以更高的PFD频率工作(最终的LO频率的整数倍)可以改善相位噪声、输出参考杂散和锁定时间性能。另外,可调谐的IF架构可以提供更高的性能,因为其倍频可以采用更高的整数倍。不过,需要精心考虑滤波方面的需求。

  本文中所示的例子是针对整数N分频锁相环ADF4107的,但这种结构并不仅限于此,采用小数N分频体系结构,也能实现类似的性能改善。

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