基于单端10 bit SAR ADC的IP核设计与实现

　　随着集成电路和数字信号处理技术的快速发展，我们可以在数字域里实现比模拟域里更高精度，更快速度，更低价格的各种信号处理功能，因此，模数转换器作为模拟系统和数字系统的接口就变得非常重要。而在各种类型的模数转换器当中，逐次逼近型的模数转换器（SAR ADC）因为其低功耗，中等精度和中高分辨率而得到了广泛的应用。而SARADC从输入来分，可以分为单端输入和双端（全差分）输入。虽然一个双端SAR ADC电路架构可以获得更好的共模抑制比和和较少的失真，而得到了广泛的应用，但在现实生活中对单端的ADC仍有一定的需求，如光栅尺中绝对码道信号的检测。本文则是在一种常见单端SAR ADC电路架构的基础上，对D／A转换器进行了改进，在不增加电容面积的情况下，减小了D／A转换时电容和开关所消耗的能量，减小了电容阵列转换的建立时间。

　　1 ADC整体电路设计

　　本文设计的单端SAR ADC的整体架构如图1所示，主要包括以下4个部分：采样保持电路（Sample and Hold）、比较器（Comp）、10-bit逐次逼近寄存器及控制电路（SARLOGIC）、D／A转换电路（DAC）。

　　

　　输入电压Vin通过采样保持电路得到采样电压Vsh，Vsh与DAC的输出Vdac通过比较器进行比较，比较结果传递给逐次逼近寄存器，逐次逼近寄存器一方面输出比较结果，另一方面控制DAC的转换开关，以便进行下一位的转换。

　　1.1 SAR ADC的工作流程

　　SAR ADC的工作流程如图2所示，它主要可以分为采样、清零阶段和比较阶段。

　　第一步：采样、清零阶段。采样保持电路中的开关S，闭合，Vin=Vsh，属于跟随阶段；DAC中的电容C1p～C10p和C1n～C10n的下级板全部接GND，开关EN闭合，Vdac接GND，DAC处于清零阶段。

　　第二步：比较阶段。采样保持电路中的开关Sa断开，Vsh为采样得到的电压；DAC中的电容C1p～C10p的下级板接Vref，其余开关不动，而开关EN断开，此时DAC的输出结果：

　　

　　Vsh与Vdac进行比较，如果Vsh大于Vdac，则比较器输出为1，即D1=1，而逐次逼近寄存器根据比较结果，将电容C10n（MSB电容）的下级板偏转到Vref；反之D1=0，C10p的下级板偏转到GND。其余电容保持不变。

　　第j步：根据上一步比较的结果，得到DAC的输出如下：

　　

　　Vsh与Vdac进行比较，如果Vsh大于Vdac，则比较器输出为1，即Dj-1=1，而逐次逼近寄存器根据比较结果，将电容C（11-j）n的下级板偏转到Vref；反之Dj-1=0，C（11-j）p的下级板偏转到GND。其余电容保持不变。直至j=11，比较结束，进入下一个转换周期。

　　1.2 DAC电路架构

　　本文采用的DAC架构如图1所示，主要采用分割二进制电容加权结构，由逐次逼近逻辑（SAR）产生的控制信号S0到S11来控制DAC的开关。其中：

　　

　　传统的电容阵列在转换过程中效率很低。为了说明这一点，以一个传统的2-bit电容阵列为例，如图3所示，其中C2=2C1=2C0。清零阶段，所有电容全部接GND，没有能量消耗。当清零过后，进行第一位的比较时，MSB电容C2接Vref，而其他电容（C0和C1）仍然接地，因此电容阵列的输出Vdac=1／2Vref，其中Vref是参考电压，此时电容从参考电压吸收的能量。在进行第二位的比较时，DAC进行两种转换：如果Vsh》Vdac，进行“up”转换，即C1接Vref（C1起始接GND），因此Vdac=3／4Vref，则需要从参考电压吸收的能量；相反地，如果Vsh《Vdac则需要进行“down”转换，如图4所示；C1接Vref（C1起始接GND）而C2接GND（C2起始接Vref），因此Vdac=1／4Vref，假设它们在同一时间进行变换，则需要的能量。它所需要的能量是“up”转换时能量的5倍；发生这种情况是因为C2最开始充进去的电荷都必须向地（GND）放走，而C1则必须从参考电压（Vref）上吸收电荷。而分割电容阵列在转换时的能量消耗较少。为了与上述例子进行比较，也拿一个2-bit的分割电容阵列为例，如图4所示，其中C1p=C2p=C1n=C2n=C0。清零阶段，所有电容全部接GND，没有能量消耗。当清零过后，进行第一位的比较时，C1p与C2p的下极板接Vref，DAC的输出Vdac等于1／2Vref，其中Vref是参考电压，此时电容从参考电压吸收的能量。当进行第二位的转换时，DAC进行两种转换；如果Vsh》Vdac，进行“up”转换，即C1n接Vref（C1n起始接GND），需要从参考电压吸收的能量；相反的，如果Vsh《Vdac，则需要进行“down”转换，如图4所示；C1p接GND（C1p起始接Vref），需要从参考电压吸收。

　　

　　从上述可以看出，传统电容阵列在“up”转换时消耗能量最少，而在“down”转换时消耗能量最大，而分割电容阵列相对来说消耗的能量较少。通过仿真可以得知，本文所用的SAR ADC结构由于电容偏转所消耗的平均能量比传统的SAR ADC要节省30％左右。

　　对于高速应用的ADC来说，一个重要的技术指标就是DAC的建立时间。在“down”转换过程中，传统电容阵列中需要有两个电容进行切换，而控制电容转换的开关在转换过程中的任何不匹配，无论是随机的还是确定的，都可以引起电容阵列向错误的方向进行转换，甚至引起前置放大器的过载。而分割电容阵列在每一位的比较过程中，只有一个电容变化时，对开关信号的歪斜有很好的抵制作用。图5是通过仿真对两个电容阵列的建立时间进行了对比。从仿真结果可以看出，当分割电容阵列和传统阵列开关时间的宽度相同时，分割电容阵列的建立时间比传统阵列的建立时间快了8％左右，而且电容值越大，建立时间缩小的越明显。

　　

　　1.3 比较器电路架构

　　文中采用的比较器结构简化如图6所示，它是由三级预放大和锁存器组成，其中一、二级预放大器结构相同。比较器的失调电压是影响比较器比较精度的一个重要参数，进而影响整个ADC的精度，而失调电压是经过放大器放大之后再存储在电容上的，所以放大级的增益不能太大。过大的增益会使输出饱和，这样存储在电容上的电压就不能反映真实的失调电压的值，所以三级预放大器每一极均有较小的增益，这样做还可以获得较大的带宽，提高比较器整体的响应速度。但是比较器的增益过低，则会影响其精度，而锁存器的使用则是为了提高比较器的增益，同时又降低其功耗，进而提高比较器的有效精度。

　　

　　2 版图设计与系统仿真

　　本设计基于Cadence Virtuoso版图编辑工具对SAR ADC进行布局布线和版图绘制。电容阵列采用MIM（metal-insulator-metal）电容，提高了工艺兼容性，减小了成本。在版图布局方面，电容阵列采用对称的布局方式进行布局，有效地减小了电容匹配误差。由于本文的逐次逼近寄存器及控制电路是采用verilog编码，并通过Encounter工具生成的数字电路，因此本文将数字电路和模拟电路分开布局，并用电地环进行隔离，以防止相互干扰。电路版图如图7所示，芯片版图面积约为800μmx340μm。最后利用Assura软件从版图生成了带寄生参数的网表，并进行了后仿真，以验证电容不匹配及寄生参数等对电路的精度、速度的影响。在采样速度为1-MS／s，信号频率为50 kHz的情况下，后仿真的3种工艺角结果如表1所示。从表1中可以看出，ADC的有效位数为9．3 bit左右，基本达到预期目标，可以正常工作。

　　

　　3 结论

　　文中设计了一种单端10-bit SAR ADC IP核，分析了整个系统的主框架和数模转换电路（DAC）以及比较器。采用XFAB 0.35μm CMOS工艺，利用Cadence Spectre软件，对系统进行了仿真。仿真结果表明在电源电压3．3 V，输入电压范围0～1．5 V，采样速率为1 MHz，输入信号频率50 kHz的情况下，测得有效位数ENOB为9．37 bit，SNR为58．69 dB，SFDR为72．86 dB，THD为67．51 dB，SNDR为58．16 dB，功耗仅为4 mW。满足设计需求，可以应用于单端输入信号电路中。