igbt模块逆变器电路图大全（六款igbt模块逆变器电路设计原理图详解）

igbt模块逆变器电路图设计（一）

太阳能光伏发电的实质就是在太阳光的照射下，太阳能电池阵列（即PV组件方阵）将太阳能转换成电能，输出的直流电经由逆变器后转变成用户可以使用的交流电。以往的光伏发电系统是采用功率场效应管MOSFET构成的逆变电路。然而随着电压的升高，MOSFET的通态电阻也会随着增大，在一些高压大容量的系统中，MOSFET会因其通态电阻过大而导致增加开关损耗的缺点。在实际项目中IGBT逆变器已经逐渐取代功率场效应管MOSFET，因为绝缘栅双极晶体管IGBT通态电流大，正反向组态电压比较高，通过电压来控制导通或关断，这些特点使IGBT在中、高压容量的系统中更具优势，因此采用IGBT构成太阳能光伏发电关键电路的开关器件，有助于减少整个系统不必要的损耗，使其达到最佳工作状态。在实际项目中IGBT逆变器已经逐渐取代功率场效应管MOSFET。

图1：太阳能光伏发电流程

IGBT逆变器的工作原理

逆变器是太阳能光伏发电系统中的关键部件，因为它是将直流电转化为用户可以使用的交流电的必要过程，是太阳能和用户之间相联系的必经之路。因此要研究太阳能光伏发电的过程，就需要重点研究逆变电路这一部分。如图2（a）所示，是采用功率场效应管MOSFET构成的比较简单的推挽式逆变电路，其变压器的中性抽头接于电源正极，MOSFET的一端接于电源负极，功率场效应管Q1，Q2交替的工作最后输出交流电力，但该电路的缺点是带感性负载的能力差，而且变压器的效率也较低，因此应用起来有一些条件限制。采用绝缘栅双极晶体管IGBT构成的全桥逆变电路如图2（b）所示。其中Q1和Q2之间的相位相差180°，其输出交流电压的值随Q1和Q2的输出变化而变化。Q3和Q4同时导通构成续流回路，所以输出电压的波形不会受感性负载的影响，所以克服了由MOSFET构成的推挽式逆变电路的缺点，因此采用IGBT构成的全桥式逆变电路的应用较为广泛一些。

图2：MOSFET逆变器和IGBT逆变器电路图对比

绝缘栅双极晶体管IGBT是相当于在MOSFET的漏极下增加了P+区，相比MOSFET来说多了一个PN结，当IGBT的集电极与发射极之间加上负电压时，此PN结处于反向偏置状态，其集电极与发射极之间没有电流通过，因此IGBT要比MOSFET具有更高的耐压性。也是由于P+区的存在，使得IGBT在导通时是低阻状态，所以相对MOSFET来说，IGBT的电流容量要更大一些。

igbt模块逆变器电路图设计（二）

IGBT逆变器电路设计

逆变电路中的前级DC-DC变换器部分采用PIC16F873单片机为控制核心，后级DC-AC部分采用高性能DSP芯片TMS320F240为控制核心的全桥逆变电路。为了提升太阳能光伏发电逆变器的效率，可以通过降低逆变器损耗的方式来完成，其中驱动损耗和开关损耗是重点解决对象。降低驱动损耗的关键取决于功率开关管IGBT的栅极特性，降低开关损耗的关键取决于功率开关管IGBT的控制方式，因此针对驱动损耗和开关损耗的特性提出以下解决方案。

1、驱动电路

驱动电路是将主控制电路输出的信号转变为符合逆变电路所需要的驱动信号，也就是说它是连接主控制器与逆变器之间的桥梁，因此驱动电路性能的设计是至关重要的。采用EXB841集成电路构成IGBT的栅极驱动电路如图3所示，EXB841的响应速度快，可以通过控制其栅极的电阻来降低驱动损耗，提高其工作效率。EXB841内部有过电流保护电路，减少了外部电路的设计，使电路设计更加简单方便。比较典型的EXB841的应用电路，一般是在IGBT的栅极上串联一个电阻Rg，这样是为了可以减小控制脉冲前后的震荡，而选取适当Rg的阻值则对IGBT的驱动有着相当重要的影响。此次电路在EXB841典型应用电路的基础上，优化IGBT栅极上串联的电阻，使其在IGBT导通与关断时，其电阻随着需要而有所变化。

图3:EXB843集成电路构成IGBT的驱动电路图

具体实施如下：采用Rg2和VD1串联再与Rg1并联，当IGBT导通时，由驱动电路内部EXB841的3脚输出正电压，VD1导通，Rg1和Rg2共同工作，因为并联后的总电阻小于每一个支路的分电阻，所以串联在栅极上的总电阻Rg的值比Rg1，Rg2的值都要小，这样使得开关时间和开关损耗随着总电阻值的减小而减少，进而降低驱动损耗。当IGBT关断时，该驱动电路内部EXB841的5脚导通，3脚不导通，IGBT的发射极提供负电压，使得与Rg2串联的VD1截止，Rg1工作，Rg2不工作，此时串联在栅极上的总电阻Rg的值就是Rg1的阻值，这样在关断IGBT时不会因为栅极间的电阻过小而导致器件的误导通，进而提高了工作效率。

2、软开关DC-DC变换电路

针对开关损耗，采用软开关技术。软开关技术是相对于硬开关而言的，传统的开关方式称为硬开关，所谓软开关技术就是半导体开关在其导通或关断时的时间很短，使流过开关的电流或加在开关的电压很小，几乎为零，从而降低了开关损耗。实质是通过提高开关频率来减小变压器和滤波器的体积和重量，进而大大提高变换器的功率密度，降低了开关电源的音频噪声，从而减小了开关损耗。当IGBT功率开关管导通时，加在两端的电压为零称为零电压开关，IGBT关断时，流过其上的电流为零称为零电流开关。由于IGBT具有一定的开关损耗，所以采用移相全桥零电压零电流PWM软开关变换器（如图4所示），结构简单没有有损元件，减少了IGBT尾电流的影响，进而减少了开关损耗，提高了逆变器的效率。

图4：软开关DC-DC变换电路图

Q1～Q4是4个IGBT功率开关管，其中Q1和Q3为超前臂，Q2和Q4为滞后臂，Q1和Q3超前于Q2和Q4一个相位，当Q1和Q4关断，Q2和Q3导通时，UAB两端电压等于V1两端电压，电容器C1被电源电压V1充电。当Q3由导通到关断时，电容器C3被充电，电感L1释放能量，使得电容器C1谐振放电，直到电容器C1上的电压为零，使Q1具备了零电压导通的条件，同理可知超前臂Q3的零电压导通原理。当Q1和Q4导通，Q2和Q3关断时，AB两端电压等于V1两端电压，电容器C3处于充电状态，当Q1和Q4持续导通时，电感L2与电容C8产生谐振，因此，电容C8被充电。当Q1由导通到关断时，电容C1被充电，使得C3开始放电，AB两端电压减小，使得C8谐振放电，C8持续放电，最后使得二极管D7续流，Q4的驱动脉冲持续下降直到零，最终完成了Q4的零电流关断。同理可知滞后臂Q2的零电流关断原理。

因此可以说超前臂Q1和Q3分别通过并联电容器C1和C3来完成零电压导通和关断，进而减小开关损耗；滞后臂Q2和Q4则是通过辅助电路中对C8放电，使流过变压器原边的电流减小到零进而完成零电流导通和关断。

电路模拟结果

根据以上电路设计，实验模拟结果如图5所示。

一般电路波形接近方波部分说明其输出含有较多的谐波分量，这样会使系统产生不必要的附加损耗，如图5是采用IGBT的改进电路，其波形很接近正弦波，理想的正弦波其总谐波畸变度为零，但实际生活中很难达到这样的水准，因此基本达到要求，同时由于PIC16F873单片机具有多路PWM发生器，又具有更好的输出正弦波的特点，因此验证了设计的可行性，达到了预期效果。

通过对器件的比较与分析，电路的改进与优化，集成电路EXB841本身内部含有过电流保护电路，解决了绝缘栅双极晶体管IGBT对驱动电路部分的要求，而且减少了外部电路的设计，使得整个设计过程简单、方便。软开关技术则解决了IGBT导通与关断时流过电流与其上电压过大的问题，最终整个系统的驱动损耗和开关损耗大大减少，输出波形是较为稳定的正弦波，进而提高了整个系统的工作效率。

igbt模块逆变器电路图设计（三）

下图为M57962L驱动器的内部结构框图，采用光耦实现电气隔离，光耦是快速型的，适合高频开关运行，光耦的原边已串联限流电阻（约185 Ω），可将5 V的电压直接加到输入侧。它采用双电源驱动结构，内部集成有2 500 V高隔离电压的光耦合器和过电流保护电路、过电流保护输出信号端子和与TTL电平相兼容的输入接口，驱动电信号延迟最大为1.5us。

当单独用M57962L来驱动IGBT时。有三点是应该考虑的。首先。驱动器的最大电流变化率应设置在最小的RG电阻的限制范围内，因为对许多IGBT来讲，使用的RG 偏大时，会增大td（on ）（导通延迟时间），t d（off）（截止延迟时间），tr（上升时间）和开关损耗，在高频应用（超过5 kHz）时，这种损耗应尽量避免。另外。驱动器本身的损耗也必须考虑。

如果驱动器本身损耗过大，会引起驱动器过热，致使其损坏。最后，当M57962L被用在驱动大容量的IGBT时，它的慢关断将会增大损耗。引起这种现象的原因是通过IGBT的Gres（反向传输电容）流到M57962L栅极的电流不能被驱动器吸收。它的阻抗不是足够低，这种慢关断时间将变得更慢和要求更大的缓冲电容器应用M57962L设计的驱动电路如下图。

电路说明：电源去耦电容C2 ～C7采用铝电解电容器，容量为100 uF／50 V，R1阻值取1 kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1 kΩ，电源采用正负l5 V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚，逻辑控制信号IN经l3脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1 V，Z2为18V，Z3为30 V，防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路，二极管采用快恢复的FR107管。

igbt模块逆变器电路图设计（四）

IR2110（＄1.0150）驱动IGBT电路如图所示。电路采用自举驱动方式，VD1为自举二极管，C1为自举电容。接通电源，VT2导通时Cy通过VDt进行充电。这种电路适用于驱动较小容量的IGBT.对于IR2110，当供电电压较低时具有使驱动器截止的保护功能。自举驱动方式支配着VT2的导通电压，因此电压较低的保护功能是其必要条件。若驱动电压较低时驱动IGBT，则IGBT就会发生热损坏。VD1选用高速而耐压大于600V的ERA38-06、ERB38-06等二极管。

绝缘栅双极型晶体管（IGBT）是一种MOSFET 与双极晶体管复合的器件。它既有功率MOSFET 易于驱动，控制简单、开关频率高的优点，又有功率晶体管的导通电压低，通态电流大，损耗小的显著优点。

igbt模块逆变器电路图设计（五）

全桥式逆变主电路由功率开关管IGBT和中频变压器等主要元器件组成，如图1所示快速恢复二极管VD1~VD4与lGBT1～IGBT4反向并联、承受负载产生的反向电流以保护IGBT。IGBT1和IGBT4为一组，IGBT2和IGBT3为一组，每组IGBT同时导通与关断，当激励脉冲信号轮流驱动IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3时，逆变主电路把直流高压转换为20 kHz的交流电压送到中频变压器，经降压整流滤波输出。

图1 全桥式逆变电路

全桥式逆变器的一大缺陷就是存在中频变压器偏磁问题，正常工作情况下，功率开关器件在工作前半周与后半周导通脉宽相等，饱和压降相等，前后半周交替通断，变压器磁心中没有剩磁。但是，如果IGBT驱动电路输出脉宽不对称或其他原因，就会产生正负半周不平衡问题，此时，变压器内的磁心会在某半周积累剩磁，出现“单向偏磁”现象，经过几个脉冲，就可以使变压器单向磁通达到饱和，变压器失去作用，等效成短路状态。这对于IGBT来说，极其危险，可能引发爆炸。

桥式电路的另一缺点是容易产生直通现象。直通现象是指同桥臂的IGBT在前后半周导通区间出现重叠，主电路板路，巨大的加路电流瞬时通过IGBT。

针对上述两点不足，从驱动的角度出发、设计的驱动电路必须满足四路驱动的波形完全对称，严格限制最大工作脉宽，保证死区时间足够。

igbt模块逆变器电路图设计（六）

对于硬开关触发方式的全桥逆变器，四路驱动电路完全相同，但是各路之间在电路上必须相互隔离，以防干扰或误触发四路驱动信号根据触发相位分为两组，相位相反。图3为一路栅极驱动电路，整流桥B1、B2与电解电容C1、C2组成整流滤波电路，为驱动电路提供+25V和-15V直流驱动电压。光耦6N137的作用是实现控制电路与主电路之间的隔离，传递PWM信号。电阻R1与稳压管VS1组成PWM取样信号，电阻R2限制光耦输入电流。电阻R3、R4与稳压管VS3、VS4分别组成5.5V光耦电平限幅电路，分别为光耦和MOSFET管Q3提供驱动电平。Q3在光耦控制下，工作在开关状态。MOSFET管Q1、Q2组成推挽放大电路，将放大后的输出信号输入到IGBT门极，提供门极的驱动信号。当输入控制信号，光耦U导通，Q3截止，Q2导通输出+15V驱动电压。当控制信号为零时，光耦U截止，Q3、Q1导通，输出-15V电压，在IGBT关断时时给门极提供负的偏置，提高lGBT的抗干扰能力。稳压管VS3～VS6分别对Q2、Q1输入驱动电压限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2进入深度饱和，影响MOS管的响应速度。电阻R6、R7与电容C0为Q1、Q2组成偏置网络。其中的电容C0是为了在开通时，加速Q2管的漏极电流上升速度，为栅极提供过冲电流，加速栅极导通。

图3 栅极驱动电路原理

IGBT栅极耐压一般在±20V左右，因此在驱动电路的输出端给栅极加电压保护，并联电阻Rge以及反向串联限幅稳压管，如图4所示。

图4 栅极保护电路

栅极串联电阻Rg对IGBT开通过程影响较大。Rg小有利于加快关断速度，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。根据本设计的具体要求，Rg选取4.7Ω。

栅极连线的寄生电感和栅极与射极间的寄生电容耦合，会产生振荡电压，所以栅极引线应采用双绞线传送驱动信号，并尽可能短，最好不超过0.5 m，以减小连线电感。

四路驱动电路光耦与PWM两路输出信号的接线如图5所示。

图5 四路驱动电路光耦与PWM的两路输出信号的接线