不使用辅助线圈是否可行?比如在初级线圈上检测来做原边反馈?

李倩 发表于 2018-05-07 16:29:32 收藏 已收藏
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不使用辅助线圈是否可行?比如在初级线圈上检测来做原边反馈?

李倩 发表于 2018-05-07 16:29:32

不使用辅助线圈是否可行  

  ●如果不要求辅助线圈供电,那么是否可以用其他检测方法,比如在初级线圈上检测来做原边反馈?   

●理论上是可行的,思路如下:    -在初级线圈上并联一个高阻支路,对初级线圈进行采样,同时提供TOFF期间初级线圈的回路。    -考虑到检测电压必须为正,因此有两种基本形式,如下图:

检查输出信息的方法  

  ●原边反馈不能得到所有的输出信息,但可以得到较多的输出信息。    -不能得到输出电流信息,但可以得到初级的电流信息。    -不能直接得到输出电压信息,可以通过辅助绕组来得到输出电压信息。

可检测性  

  ●电感两端电压太高,检测IL和VD很困难,通过ISES和VSES检测;   

●考虑到隔离要求,次级电流和输出电压不能直接检测,只能通过其他值计算出来。

PSR输出电压计算   

●MOS管关断后,变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来,次级线圈和辅助线圈形成变压器,此时VSES上的电压为:

●VD和次级线圈的电流有关,电流越小,VD越小,电流为0时,VD为0。    ●因此,在去磁点时刻,VO电压为:

膝电压的定义   

●当流过次级二极管的电流为0后,变压器退磁,此时VD比VIN高一个反射电压,初级电感和寄生电容形成的LC电路开始震荡,初级电感上的电压将从VD-VIN开始,以正弦方式往下降。 

   ●这样,在VSES上看到的电压将呈现出一个膝盖状,因此,将退磁点电压称为膝电压。    因为正弦起始点处的斜率为-1,膝电压就是电压斜率从负载消耗导致的斜率变化到-1的时刻的电压。

PSR输出电流计算    ●MOS管关断后,变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来,此时次级的平均电流为:

●ISND_PK无法直接测到,只能由ISES_PK近似换算得到:

●TOFF的测量也依赖于膝电压的时刻,但是需要的不是电压值,而是膝点的时刻。  

 电流和电压检测的共同点   

●共同之处就是都需要检测到膝点。   

●对于电流来说,检测到膝点,然后根据膝点和开关管断开的时刻计算出TOFF,加上ISES的电流,就能算出平均输出电流。   

●对于电压来说,需要检测到膝点的电压,具体的方法就是检测到膝点,然后看当前时刻VSES上的电压,从而根据匝比得出当前时刻的输出电压。  

  膝点检测算法   

●有2种检测方法,一种是从前往后检测,另一种就是从后往前检测。    -从前往后检测,是通过延迟,或者是斜率转变的方法来找到膝点的时刻。    -从后往前检测,是利用膝点后谐振频率固定的特点,从过零点反推膝点的位置。

各方法对比  

  ●延迟法,从TOFF开始,延迟一段时间,检测VSES。    -这个方法可想而知是非常不精确的,因为TOFF的时间变化很大。   

●检测斜率法,检测VSES的斜率,通过波形分析算法找出膝点。    -这个方法只有在TOFF区间的斜率和TDEAD区间的斜率存在明显差别时才管用,而且由于在TDEAD区间,振荡是呈正弦曲线,膝点处不存在斜率转折,必须依靠某种算法来推算出膝点。 

   ●谐振反推法,膝点后,初级电感的谐振会传到辅助线圈,检测辅助线圈的过零点可以得知谐振频率,用过零点的时刻减掉1/4周期,就是膝点。    -这个方法用于测时间恒流还是比较简单的,用于恒压时必须将电压的检测转变为时间的检测。   

谐振反推法实现恒压 

   ●谐振后,检测次级线圈的过零点就能得知谐振周期,因此,当输出电压恰好等于参考电压时,VSES和VREF的交点到过零点的时间TFB也应该恰好等于1/4谐振周期TR。如果TFB比TR/4大,说明输出电压较低,以至于VSES和VREF的交点提前了,反之,如果TFB比TR/4小,说明输出电压较高,以至于VSES和VREF的交点推迟了。    -VZC表示过零点阈值,并不是0V,通常为一个非常小的电压,比如0.125V之类的

斜率法和谐振反推法的对比   

●注意到斜率法和谐振反推法是优缺点互补的:    -如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越大,越适合用斜率法,如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越小,越适合用谐振反推法。    -实际上,TOFF期间的斜率通常很小,以至于噪声对VSES和VREF交叉点的检测有很大的影响,如果采用谐振反推法,必须有某种消除噪声的方法。   

●使用谐振反推法还要注意一点是,由于膝点前后斜率差别较大,TFB偏大和偏小时,误差时间TERR=TR/4 – TFB在大于0和小于0的时候具有完全不同的环路增益。    -斜率越低,输出电压变化导致的时间变化差距越大,环路增益越高,也就是说,当输出电压小于基准电压时,环路增益高,当输出电压大于基准电压时,环路增益低。

    将PSR技术用于非隔离拓扑   

●通常来说,非隔离拓扑可以直接检测输出VO,没必要使用复杂的PSR技术先检测VSND,然后计算VO,但有一种情况例外:就是需要一个IC同时支持隔离和非隔离的时候。    -从市场的角度来说,隔离和非隔离都是需要的,如果用相同的技术来解决,无疑可以节省大量研发成本。

PSR固有的问题 

   ●检测的非实时性:每个切换周期,只有一次正确检测输出电压的机会,不能像其他非隔离型拓扑一样可以随时随地的检测输出,而且这个输出电压的检测还依赖于变压器的退磁,变压器的退磁点未到来之前,输出端发生的任何变化都无法被检测。   

●线缆压降:能得到电压只是电容两端的电压,而不是负载两端的电压,当次级存在明显的寄生电阻时,检测到的电压会明显偏低。    -去磁点时,流过二极管的电流为0,电容两端的电压等于副边的电压,但是流过寄生电阻的电流不为0,负载上的电压要小于检测到的电压。  

  负载突变的问题  

  ●检测的非实时性主要体现在负载突变时,比如热插拔。    -在充电器领域,热插拔是必须支持的,在LED领域,热插拔也是有必要支持的,很多规范都要求热插拔。    -热插拔包括空载->满载,和满载->空载两种极端情况。    -真实情况下,并不是每次都是满载,但如果能支持满载-空载切换,必然可以支持其他切换。  

  ●空->满的切换会导致输出跌落,满->空的切换会导致输出过冲,要避免这两种情况,必须使用非线性控制,IC检测到热插拔后,立即调整控制策略。

热拔   

●如果在TOFF区间,也就是次级输出时热拔,相当于次级的负载阻抗突然升高,此时会有个小的电压突变,随后所有的能量会在电容上聚集,输出电压将升高。   

●如果在非TOFF区间热拔,除了看不到小的电压突变,导致的最终结果和前面是没有区别的。

假负载  

  ●如果不能保证每次都能检测到且能处理好热拔,就必须在输出上加上假负载或稳压管,让其能承担泄放工作。    -假负载一般使用电阻,电阻值要小心选取,过大了泄放效果不好,过小又制造大功耗。

热插和短路判断   

●热插时,负载突然变小,输出电压会跌落,电源需要输出更多的能量到次级,但是要区分热插和短路。   

●不光要区分热插和短路,在任何时候都需要判断是否短路。    -短路时,TOFF时间会变得很短,可以通过检查TOFF开始到VSES过零点的时间来判断,或者通过TOFF区间的斜率来判断。    -如果输出不在TOFF期间发生短路,就得等到下一个TOFF才能检测到,在短路后,输出电容会有很大的电流,这个大电流如果持续时间过长,导致电容温升,会对电容的寿命会有一定的影响,所以能尽早的检测TOFF是很重要的。    -假设需要一两个周期才能检测到短路,是否会对电容寿命产生不利影响,这个目前不清楚。    区分热插,短路,开机   

●这3者都表现为输出要吸收大量能量,但三者的处理方法却不能相同。    -热插需要稳压,减少跌落的幅度和持续时间,短路需要识别到,并采取保护措施,而开机则需要控制输出平稳的增加。 

   ●这三者主要的区别有:    -初始状态的不同,热插的初始状态为空载,短路的初始状态为任意,开机的初始状态为初始态。    -对输出的影响不同,由于开机的初始态输出为0,开机后输出表现为增加,另外两者都表现为减少,所以热插和短路的区分更困难一些。   

 热插拔抖动 

   ●在人进行插拔的过程中,端子实际上是抖动着的,会进行快速的碰撞,也就是说,插拔的过程中会有大量的切换。  

  ●如果IC的检测控制处理不当,很可能会出问题。    -出问题的原因在于空载时,切换频率已经降到非常低了,而满载时通常要求切换频率很高,芯片无法在这两种情况之间快速切换。

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