16位电荷平衡式A/D转换器AD7705的性能特点及校准应用

1 AD7705简介

AD7705是AD公司推出的16位∑－Δ（电荷平衡式）A/D转换器。他包括由缓冲器和增益可编程放大器（PGA）组成的前端模拟调节电路、∑－Δ调制器及可编程数字滤波器等，能直接对来自传感器的微弱信号进行A/D转换。此外他还具有高分辨率、宽动态范围、自校准，低功耗及优良的抗噪声性能，因此非常适用于仪表测量和工业控制等领域。

1.1 基本特性

AD7705的基本特性为：16位无丢失代码；0.003％的非线性度；PGA可选择1，2，4，8，16，32，64，128；8种增益；输出数据更新速率可编程；具有自校准和系统校准功能，三线串行接口，可缓冲模拟输入；低功耗。

1.2 引脚功能

AD7705的引脚排列如图1所示，各引脚的功能说明如下：

SCLK：串行时钟输入。

MCLK IN：主时钟输入。时钟频率为500kHz－5MHz。

MCLK OUT：主时钟输出。

CS反：片选，低电平有效。

RESET反：复位。该端口为低电平时，可以将控制逻辑、接口逻辑、校准系数以及数字滤波器等复位为上电状态；

AIN2（＋）、AIN2（－）：分别为差分模拟输入通道2的正、负输入端。

AIN1（＋）、AIN1（－）：分别为差分输入通道1得正、负输入端。

REF IN（＋）、REF IN（－）：分别为参考电压的正、负端。为了确保元件的正常工作，REF IN（＋）端口的输入信号必须大于REF IN（－）端的输入。

DRDY反：逻辑输出。低电平表示可以读取新的数据转换；高电平时不可读取数据。

IDN，DOUT：分别为串行数据输入和输出端。

1.3 片内寄存器

AD7705共有8个片内寄存器，他们是通信寄存器、设置寄存器、时钟寄存器、数据寄存器以及几个测试和校准寄存器。这些寄存器的任何操作都必须先写通信寄存器，然后才能对其他寄存器进行操作。

（1）通信寄存器

通信寄存器是一个8位读/写寄存器，写入通信寄存器的数据决定下一次读/写操作在哪一个寄存器上进行，完成对所选寄存器的读/写操作后，该端口等待下一次写操作，这也是通信寄存器的缺省状态，如果在DIN为高电平时，写操作持续的时间足够长（至少32个串行时钟周期），那么AD7705将返回该缺省状态。

通信寄存器中的RS2，RS1，RS0为寄存器选择位，他们决定对哪一个寄存器进行读/写操作，常用的寄存器主要有通信寄存器（RS2RS1RS0＝000）、设置寄存器（RS2RS1RS0＝001）、时钟寄存器（RS2RS1RS0＝010）以及数据寄存器（RS2RS1RS0＝011）。R/W反为读写选择位。该位确定对选定寄存器进行读还是写操作，“0”表示写操作，“1”表示读操作。CH1，CH0为通道选择位，00选择通道1，01选择通道2。

（2）设置寄存器

设置寄存器是一个8位读/写寄存器，其中MD1，MD0为工作模式选择位，MD1MD0＝00，01，10，11分别对应正常工作模式，自校准、零标度系统校准以及满标度系统校准。G2，G1，G0为增益选择位，G2G1G0＝000－111分别对应1，2，4，8，16，32，64，128八种增益。

（3）时钟寄存器

时钟寄存器是一个8位读/写寄存器。其中CLK为时钟位。如果器件的主时钟频率为2.457 6MHz（CLKDIV＝0）或4.915 2MHz（CLKDIV＝1），该位置“1”，如果主时钟频率为1MHz（CLKDIV＝0）或者2MHz（CLKDIV＝1），该位置“0”，此外CLK还与FS1和FS0共同选择器件的输出更新速率。

（4）数据寄存器

数据寄存器是一个16位只读寄存器，他用来存放AD7705的最新转换结果。这里要注意：当对AD7705进行写操作时，AD7705期望MSB（最高有效位）在前，但微控制器（如8051系列）首先输出LSB（最低有效位），因此必须对数据进行倒序。不过同时还要注意：数据寄存器虽然是一个16位寄存器，但他由2个8位存贮单元组成，因此必须分成2个8位分别进行倒序。进行读操作时同样如此。

（5）测试寄存器

该寄存器主要用于测试，建议用户不要随便对其进行更改。

（6）零标度寄存器

（7）满标度寄存器

2 校准

当环境温度、工作电压、增益或双极/单极输入范围变化时，必须对AD7705进行校准，校准可通过对寄存器的MD1和MD0位编程实现，校准可去除偏置和增益误差。

2.1 自校准

对于所选通道，无论使用何种校准模式，ADC的片上微控制器必须记录2个不同模拟输入状态的调制器输出，也就是“零标度”和“满标度”点。通过这些转换，微控制器可以计算转换器输入/输出转换函数的增益斜率，元件内部通过33位分辨率决定16位的转换结果。

自校准模式中，ADC决定内部校准点，AD7705在内部短接2个输入端比如AIN（＋）＝AIN（－）＝Vref），以得到用以确定校准系系数的零标度点，只要模拟输入引脚上的信号不超过正常范围，他们就不会影响校准过程。而满标度系数则可以在选定的增益下，通过输入端施加电压Vref来确定。

自校准可以通过写设置寄存器中的MD1和MD0来实现（MD1MD0＝01）。在该校准模式中，可以通过DRDY来确定转换何时结束且模拟输入的转换数据可用。校准初始化时DRDY为高电平，直到外部模拟输入的转换结果可用时才变为低电平，校准过程必须考虑PGA的增益。

2.2 系统校准

系统校准通过写设置寄存器中的MD1和MD0来实现，他分2步完成，可补偿系统增益、偏移以及器件内部误差。在选定的增益下，先后在外部给AIN（＋）端施加零标度电压和满标度电压，分别校准零标度点（MD1MD0＝10）和满标度点（MD1MD0＝11）。根据零标度和满标度校准的数据，片内微控制器计算出转换器的输出/输出转换函数的偏移和增益斜率，对误差进行补偿。在单极性模式下，系统校准在转换函数的零标度和满标度之间完成；在双极性模式下，标准在中点电压（零差分电压）和正的满标度电压之间完成。

2.3 现场校准

系统校准作为工厂校准的一部分，实现起来并不困难，然而由于校准过程中必须在2个模拟输入端施加系统零标度和满标度电压，而现场的2种标度电压并不容易确定，因此现场的系统校准实现起来要麻烦得多。这样一来，用户在进行工厂系统校准后，还必须考虑如何消除由现场温度变化所延期的ADC漂移误差。下面就介绍一种解决该问题的方法，他包括工厂校准和现场校准2个部分。

（1）工厂校准

在选定增益和输出更新速率下，进行自校准；

读取并存储校准寄存器内容，令偏移＝Z0，增益＝G0；

在选定增益和输出更新速率下，进行系统校准；

读取并存储校准寄存器内容，令偏移＝ZS，增益＝GS，将系统校准系统加载到ADC中，便可在现场使用该系统。

如果环境温度变化，可以遵照以下方法对偏移和增益漂移进行校准。

（2）现场校准

在选定增益和输出更新速率下，进行自校准，这里要注意：增益和输出更新速率必须跟前面的自校准和系统校准保持一致；

读取校准寄存器内容，令偏移＝Z1，增益＝G1；

计算新的校准系数：ZN＝ZS＋（Z1－Z0）

GN＝ZS×（G1/G0）

将ZN与GN写入校准寄存器。

该方法不仅保留了初始的系统校准，又对系统进行了调整，这样便可消除ADC中由温度漂移引起的误差。不过该方法也只能消除由ADC引起的漂移误差，对于由模拟前端信号链引起的漂移误差则不起作用。

2.4 手动校准

在校准过程中，当输入范围不是正常输入范围时，校准过程中不能通过零标度和满标度电压进行系统校准，这时便可通过认为改变校准系数来解决该问题。下面便介绍如何改变系数，来适应输入范围不是0－Vref（±Vref）时的情况，首先，应该针对适当的增益，输入范围、更新速率以及选择的单/双输入模式，使用自校准程序进行校准。然后根据自校准得到的系数，计算出新的系数。

例如，如果所需电压Vin表述如下：

Vin＝A×Vref＋B

式中B为偏移电压，A×Vref为输入间距。当短接输入端进入零标度校准，且施加Vref进行满标度校准时，A＝1，B＝0，当输入范围不是0－Vref（±Vref）时，可以遵照下面的步骤进行处理：首先减去偏移B，这样便可以在模拟输入电压为B时得到0代码，然后通过A×Vref来调整输入范围，这样输入Vin便可得到满标度代码。

手动校准过程大致如下：首先进行自校准，并读取校准系数，定义Z0＝零标度系数，F0＝满标度系数，接下来便可将Z0和F0代入下面的公式，求出适用于新的输入范围的新系数：

ZN＝Z0＋（B×220/（SPAN×F0/224））

FN＝F0/A

式中，SPAN为正常情况下的满标度电压间距，单极模式下等于Vref/增益，双极模式下等于2×Vref/增益，B为偏移电压（单位：V），A为相对于正常间距的缩放因子，为了确保元件正常工作，A的值必须位于0.8－1.05之间，至此，将ZN和FN写入校准寄存器，器件便可继续进行A/D转换。

下面通过具体的实例进行说明，假如器件使用单极模式，自校准后AD7705的零标度系数为2 165 373，满标度系数为5 416 211，由于使用单极模式，因此用作校准的电压范围为0－Vref，当使用5V电压时，Vref等于2.5V，如果用户所需模拟输入范围为0.2－2.6V，那么，B＝0.2，而A＝（2.6－0.2）/2.5＝0.96，这样便可求出新的标度系数ZN和FN：

ZN＝2 165 373×（0.2×220/（2.5×5 416 211/224））＝2 425 218

FN＝5 416 211/0.96＝5 641 886

这里需要说明的是，只有当用户清楚地了解期望输入范围的上、下限以及实际输入间距与正常输入间距之比时，才能使用这种方法。

使用该方法时，如果用户能确保变量A位于0.8－1.05之间，那么AD7705能够满足数据手册中的噪声要求。例如，在单极模式中，当电压为5V，更新速率为50Hz，增益为1时，AD7705的rms噪声为4.1μV，其信号范围为0－2.5V。在上例中，将输入范围改为0.2－2.5V。如果操作条件（更新速率、增益等）不变，那么噪声仍为4.1μV。使用前一输入范围时，取整后的峰－峰分辨率为log（2.5V/6.6×4.1μV）/log 2＝16位，而更改后的峰－峰分辨率为log（2.4V/6.6×1.5μV）/log2＝16位，他同样也进行了取整。

2.5 校准频度

校准的频繁程度通常由以下几个因素决定：

（1）转换器所需的精度；

（2）漂移特性对ADC性能的影响；

（3）系统的工作温度。

当然还有其他一些因素也会对其产生影响，比如热电偶的影响及增益漂移等。

通常，所需的精度越高，校准就越频繁，进行校准后，高分辨率的转换器将会附带一些偏移与增益漂移误差，比如，AD7705由温度引起的偏移为0.5μV/℃。因此为了提高精度，有时也必须考虑寄生电偶的温度效应以及器件外部的漂移源等。

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