关于MAX8809A/MAX8810A 核电压调节器的特性和技术

在过去五年里，Intel®和 AMD®的 CPU 性能有了显著提高。CPU 性能的提高要求为其供电的电压调节器更加精确和复杂。电源设计人员所面临的最大挑战是如何满足更大的功率、更小的电压容限以及更快的瞬态响应，并降低电源的总成本。本文简要探讨了脉宽调制（PWM）的发展历程、多相工作模式和电流均衡，并提供了一些有助于设计人员应对大功率 CPU 供电各种挑战的最新技术。

性能要求不断提高，成本控制更加严格

下表展示了 CPU 性能在过去 5 年间的发展。注意：在功率大幅增加的同时，电压尤其是电压容限显著降低。

功率： 电压调节器的一个参数为“相”数，或其提供的通道数。依据可用空间和散热等因素，每相可提供 25W 至 40W 的功率。对于 Pentium 3 而言，单相电压调节器就可满足要求，而最新一代 CPU 则需要采用 3 相或 4 相电压调节器。

电流均衡： 设计多相电源所面临的挑战之一便是合理分配各相电流（功率）。如果某相电流严重地不成比例，会加大元器件的负荷并缩短使用寿命。实际上，所有多相电压调节器都包含了能够主动均衡各相电流的电路。

精度： 为使 CPU 工作在较高的时钟频率，要求其电源电压具有极高精度。并且必须在静态和动态负载下都能保持高精度指标。通过采用精密的片上基准，以及最大程度地降低失调电压和偏置电流，可获得良好的静态精度。而动态电压精度则与电压调节器的控制环路带宽以及调节器输出端的大容量电容有关。由于调节器不能立刻响应 CPU 的电流突变，因此设计电路需要大容量的电容。调节器控制环路带宽越高，响应 CPU 动态需求的速度就越高，并可快速补充大容量输出电容的暂态电流。

对 CPU 电压调节器的要求并非不计成本，裸片尺寸和引脚数都与调节器提供的相数成比例。高精度电压基准要求采用成熟、完善的设计方案和校准技术。用于电压和电流检测、电压调节以及有源均流的放大器必须保证高速工作，并具有较低的失调误差和偏置电流，而且相对于工艺和温度保持稳定。

大功率 CPU 调节器设计所面临的严峻挑战也许就是成本问题，在过去 5 年当中，CPU 核电压调节器的每相价格降低了 4 倍甚至更多。

电源控制的基本要素

所有多相电压调节器都采用这种或那种形式的 PWM 结构。大多数电压调节器工作在固定频率，由时钟信号触发高边 MOSFET （图 1 中的 QHI）导通，使输入电源开始对电感充电。

图 1. 简化的单相降压调节器

当控制环路确定应该终止“导通脉冲”时，高边 MOSFET 断开，低边 MOSFET （QLO）导通，电感对负载放电。由于脉冲前沿（高边开通）时间固定（由内部时钟设置），而脉冲后沿（高边断开）则根据控制环路和实时状态变化，因此这种 PWM 控制类型称为后沿调制。高边 MOSFET 导通时间相对于时钟周期的百分比称为占空比（D），该占空比在稳定状态下等于 VOUT/VIN。

在电压控制模式下（参见图 2），输出电压（或其比例）与固定的内部基准电压进行比较。产生的误差信号再与内部固定的锯齿波（或斜坡）信号进行比较。该斜坡信号与时钟脉冲同时触发，而且只要斜坡信号低于误差电压，PWM 比较器的输出就一直保持为高电平。当斜坡信号高于误差电压时，PWM 比较器的输出变为低电平并终止导通。电压环路通过适当的调节控制电压（VC）以及由此产生的占空比，使输出电压（图 3）保持恒定。

图 2. 简化的电压模式降压调节器

图 3. 电压模式波形图

峰值电流模式（参见图 4）将电流检测引入控制环路，用电感电流斜坡取代了电压模式下的斜坡信号。与电压模式类似，按照固定频率开通高边 MOSFET，使电感电流线性上升。当峰值电感电流等于误差电压时，导通脉冲终止，高边 MOSFET 断开。这种方式需要一个电压环路和一个电流环路，电压环路通过适当调整由电流环路测量的电感峰值电流，来保持输出电压的稳定。

图 4. 简化的峰值电流模式降压调节器

需要考虑及权衡的事项

正如人们所料，每种方法都存在其优缺点。以下各节将对电源设计人员必须考虑的因素加以说明。

噪声抑制

电压模式具有良好的噪声抑制能力，这是因为在设计控制 IC 时，可以使斜坡信号的大小与实际信号一样大。输出电压是返回到控制器的唯一敏感信号，因此，电压模式相对容易布局。

除了输出电压外，峰值电流模式还需要返回一个电流检测信号，可以由负载电流通路的取样电阻提供（参见电流均衡）。若要最大限度地降低 I²R 损耗，检流电阻的阻值要尽可能小一些。因此，取样信号往往比电压模式的内部斜坡信号小一个数量级。值得注意的是，应确保信号不受外部噪声源的干扰。在实际应用中，峰值电流模式非常通用，而且，采用标准的的电路板布局原则，其布局布线并不困难。

输入电压调节

对于输入电压的变化，电压模式的响应较慢。要响应输入电压的变化，首先必须由输出电压误差反映出来，然后经过电压反馈环路进行校正。因此，响应时间受控制环路的带宽限制。目前，大多数电压模式调节器均包含可检测输入电压变化的电路，并通过相应地调节其斜坡信号提供“前馈”。然而，这增加了控制器的复杂性。峰值电流模式的占空比由电感电流斜坡控制，是输入电压和输出电压二者的函数，峰值电流模式的逐周期电流比较可以提供固有的前馈，因而能够快速响应输入电压的变化。

电流均衡

两相或多相电压调节器必须动态均衡各相之间的电流，防止某一相电流不成比例。每相电流检测可通过监测高边或低边 MOSFET 的电流来实现，或通过检测每相流过检流电阻的电流来实现。检测 MOSFET 的电流成本低廉，因为它利用了现有的电路元件。但是，由于 MOSFET 电阻随工艺和温度明显变化，因此精度较低。利用检流电阻可以实现精确检测，但增加了成本，并降低了电源转换效率。

获取每相电流信息的另一种方法是利用电感的直流电阻（DCR）作为检流元件。由于这种方法利用了现有的电路元件，并由 DCR 容限来保证合理的精度，因此不增加任何成本。将串联的电阻、电容跨接在电感两端，RC 时间常数与 L/DCR 时间常数相匹配。通过检测电容器两端的电压，即可很好地表征电感电流的直流和交流特性。目前这种方法在电压模式和电流模式 CPU 供电调节器中相当常用。

选择电压模式和电流模式是另一个需要权衡的问题。由于电压模式只在控制环路中使用电压信号，因此该模式不能控制各个电感的相电流，而这恰好是实现均流的必要条件。峰值电流模式本身可提供电流均衡，因为该模式利用电感电流信号作为控制电路反馈的一部分。目前多相电压模式调节器必须再增加一个控制环路来实现均流，这样就增加了 IC 的复杂性，并带来其它需要权衡的问题，见电压定位和瞬态响应部分。

峰值电流模式具备固有的均流功能，但也存在影响均流精度的人为因素。由于电感电流峰值是受控的，而电流谷值并不受控制，两相之间电感值的差异（例如容限产生的差异）将产生不同峰值的电感电流纹波，造成两相直流电流的失配，并因此影响相电流均衡的精度。

Maxim 运用一种称为快速有源平均（RA²）的技术，通过获得每相电感纹波电流的平均值消除了该缺陷。RA²电路（参见图 5）需要 5 至 10 个开关周期获取每一相的峰值纹波电流，然后用峰值电流信号减去纹波电流的 1/2。将峰值控制点从电感电流峰值移至直流电流，这样既保持了峰值电流模式的优点，又可以实现非常精确的直流电流匹配。由于 RA²电路不在稳压调节电流环路上，因此不会降低瞬态响应速度。这项技术已用于针对 Intel VRD 10.1 （和下一代 VRD）以及 AMD K8 Socket M2 设计的 MAX8809A/MAX8810A 核电压调节器中。

图 5. RA²算法的实现

电压定位和瞬态响应

当处理器负载突变时，现代 CPU 具有较大的瞬态电流。在这些苛刻的动态指标下，电压误差必须保持在允许范围内，否则，CPU 就可能闭锁。使用足够大的电容可以吸收或供出 CPU 瞬变电流；然而，这增加了整体成本。

大多数大电流 CPU 核电源采用了电压定位技术，以减小对大容量电容的需求。输出电压可以依据定义好的斜率随负载电流增大而降低（跌落）。电压与电流之间的关系曲线称为“负载线”，斜率定义为阻抗（例如，1mΩ）。该方案的优点是动态下可放宽电压裕量，从而减小了安全工作对电容容量的要求。

如果不考虑电压定位，从理论上讲电压模式在电压环路响应方面具有较大优势。环路的理论带宽是输出电压纹波频率的函数，或是每相开关频率与相数的乘积。在峰值电流模式下，由于“采样效应”，电压环路带宽仅仅是每相开关频率的函数。

然而，电压定位在具体应用中存在实质上的差别。注意：电压模式控制还需要第二个控制环路来实现电流均衡。该环路的带宽通常设置为电压环路带宽的 1/5 至 1/10，以防止和电压环路相互干扰，由于电流均衡通常为低速调节，因此低带宽足以满足要求。然而，对于电压定位而言，负载瞬态响应是电流环路带宽的直接函数。对于电压模式，其带宽相当低（例如 5kHz）。对于峰值电流模式，电流环路带宽与电压环路带宽相同（如 50kHz 至 75kHz） ，因为仅在一个环路使用电压和电流反馈。图 6 和图 7 所示为示波器测试到的图形，从中可以看出瞬态性能的差异非常明显。两个图中显示的都是先加载 95A 阶跃负载，然后断开 95A 负载的情况。

图 6. 电压模式瞬态响应（竞争产品）

图 7. 峰值电流模式瞬态响应（MAX8810A）

不同调节器实现电压定位的方式不尽相同。电压模式下的第二个电流环路通常可提供总平均电流。该电流按照一定比例，通过电阻建立一个偏移电压，该偏移电压作用在基准电压或反馈电压，需选取适当的阻值以提供适当的负载线电阻。

MAX8809A/MAX8810A 采用另一种不同的方法，用一定的增益来动态设置输出负载线（图 8）。

图 8. 具有动态电压定位的峰值电流模式控制（MAX8810A）

误差电压计算公式如下所示：

VC = gMV x RCOMP x （VDAC - VOUT）

其中，gMV 是误差放大器的增益，RCOMP 是误差放大器输出端和地之间的电阻，VDAC 是所期望的输出电压，VOUT 是实际的输出电压。

同样，PWM 比较器反相输入端上的电压为：

VC = （IOUT / N） x RSENSE x GCA

其中，IOUT 是输出（CPU）负载电流，N 是相数，RSENSE 是电流检测电阻， GCA 是电流检测放大器的增益。

在稳压状态下，这两个电压必须相等，将变量代入并重新整理，可得：

（VDAC - VOUT） / IOUT = （RSENSE x GCA） / （N x gMV x RCOMP）

（VDAC - VOUT） / IOUT 是前面定义的负载线阻抗。电流检测增益（GCA）和误差放大器跨导（gMV）为 IC 参数，是恒定常量；参数 RSENSE 和 N 则由具体应用决定。因此，通过选择恰当的 RCOMP 值可设置负载线路阻抗，它还用来设置误差电压放大器的增益。

环路补偿

上述 MAX8809A/MAX8810A 电压定位技术的优点在于其简易性。用于电压定位的误差放大器输出电阻也可用于环路补偿。电流峰值模式仅需要单极点补偿，以便抵消大容量电容及其 ESR 所形成的零点。MAX8809A/MAX8810A 则仅需要增加一个与电压定位电阻并联的小电容。电压定位和环路补偿的结合大大减少影响调节器输出精度的误差源。

由于电压模式调制器（控制环路）和输出滤波器引入了几个极点和零点，其补偿更加复杂。电压模式通常需要 III 型补偿方案，增加了小尺寸电阻和电容的数目。

温度补偿

用电感 DCR 作为电流检测元件的缺点是：由于铜线具有正温度系数，因此 DCR 会随温度变化。这直接影响了电压定位和限流保护的精度。

可使用等值、负温度系数的电阻（NTC）对设计进行补偿。该 NTC 通常也是设置负载线阻抗电阻网络的一部分，确保输出电压与电流比例在工作温度范围内稳定。由于 NTC 在整个温度范围内是非线性的，因此，电阻网络必须包括两个额外的电阻，在工作温度范围内实现阻抗线性化。

该技术的缺点是限流电路并未进行温度补偿。室温下确定的限流门限在高温下必须按比例增加，以应对增强的电流信号。室温下，电感和 MOSFET 必须加大尺寸，以处理限流条件下的最大电流，这会提高方案成本。

MAX8809A/MAX8810A 提供了一项创新技术，这些调节器也采用 NTC，但与电压定位电路无关。器件内部进行线性化处理，省去了两个外部电阻，经过温度修正后的电流信息用于内部电压定位和限流。竞争产品还需要第二个 NTC 补偿限流，而 MAX8809A/MAX8810A 则使用同一内部温度信息实现 VRHOT 功能，通过一个信号指示电压调节器是否超出某一特定温度。因此，用一个温度检测元件实现了三个温度控制功能，大大降低了系统总成本。

结论

本文讨论了新型 CPU 供电的基本要素，包括两个常用的解决方案，电压模式和峰值电流模式，并介绍了每个方案在大电流、多相电源设计中需要权衡的特定因素。阐述了 MAX8809A/MAX8810A 核电压调节器所具备的特性和技术：可借助 RA²技术实现峰值电流模式控制，有助于简化设计过程，降低解决方案的总成本。关于 Maxim 在台式 PC 和服务器应用方面的其它电压调节器方案，请参考网站：计算机：台式机、工作站和服务器。
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