临界模式的控制原理及整体电路系统的设计

前言

目前，系统中的开关电源具有两种不同的工作模式，当电源处于导通状态的时候，可以用不同的模式来描述环绕在电源扼流圈中的电流。本文以FLYBACK拓扑结构为例，按照其工 作原理，可能工作在两种不同的模式，但这两种模式具有相同的功率容量，则对应这两种不同的导通模式，在直流和交流情况下会有非常大的差别，而且组成电源的 元器件会受不同程度的影响。根据众多实验结果的分析，可以看出众多的离线式电源系统，为了提高系统的可靠性，降低对元器件等级的要求，一般都工作在 非连续区域。

本文将首先介绍临界模式控制原理，在分析两种模式工作特点的基础上，提出临界模式控制的概念，并通过不同模式零、极点的分析，得出针对FLYBACK结构调整临界模式的方案，提出整体电路系统设计，并给出模拟仿真结果。

临界模式控制原理

图1(a)和(b)示出几个周期内转换器线圈中流过电流的波形示意图，从图中可以看出，当处于导通状态的时候，在电感中建立起来磁场，电流快速 上升;而当关断后，电感磁场快速下降，根据洛仑兹定律，在电感中建立起反向电动势，在这种情况下，电流为了保持其电流连续性，必须找到其相应通路，并且电 流开始减小，例如，在拓扑结构为FLYBACK的情况下，可以通过输出网络维持其电流，而在BUCK拓扑结构下，则通过续流二极管维持其电流[3]。

如果在电流下降的周期内，在电流减至零之前，电路再次导通的话，如图1(a)所示，称为“连续导通模式”(CCM)。而如果当关断时期内，由于 线圈储能比较有限，导致再次开通之前电流已经降为零，如图1(b)所示，出现了一段“死区时间”，则对应的工作状态称为“非连续导通模式”(DCM)。死 区时间有长有短，而如果将电路设置成这样的工作状态，就是当在关断期间，电流一降到零，系统立即开启，则对应的死区时间为零，对应的这种工作状态称为“临 界导通模式”。

图1 开关过程电流示意图

(a)连续导通模式(CCM)电流波形示意图

(b)非连续导通模式(DCM)电流波形示意图

目前总共有三种方法使电路进入临界状态：

·确定出临界状态对应的电感值LC，但是当电感值LC确定后，在不同负载情况下，系统却可能进入CCM模式，也可能进入DCM模式;

·已知的某一个给定电感L情况下，通过确定负载的大小，使电路进入不同的模式;

·将上述的电感和电阻等关键元器件的值都固定下来，通过开关频率的调整，使电路进入临界模式。

临界模式控制器的设计

图2所示FLYBACK拓扑结构的转换器，通过对它的计算分析来进行进一步的解释。

为了简化分析，先进行如下假设：

假设1：每周期内电感平均电压降为0;

假设2：根据图1(b)所示，当L=LC的时候，IL(平均)=1/2IP

假设3：电源功率具有100%的转换效率，即Pin=Pout

采用上面假设1，可以确定出在CCM模式下的直流电压转换率，根据图2(b)可以得到下列关系式：

图2 确定临界状态电路示意图

(a) FLYBACK拓扑结构电路示意图

(b) 次级线圈对应电压波形示意图

根据图1(b)可以看出，对应于临界模式，意味着在导通状态中，对线圈中存储的能量会在下个周期开始的时候正好降为零，根据此判断，可得：

根据假设2，对上式积分可得：

，

通过联立上述方程，可确定出对应临界状态的关键元器件的大小：

表1 FLYBACK拓扑不同模式对应极点、零点及电压增益

以上确定了FLYBACK拓扑结构转换器临界模式对应的关键参数值，也可以确定出，在保证电源稳定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式对应的极点和零点也能够确定出来。表1给出了不同操作模式下极点和零点的位置及对应的FLYBACK电压增益。

表1中FSW为开关频率，VSAW对应PWM控制信号锯齿波的幅度，LP为初级线圈电感。

根据表1，采用功率分析软件POWER 4-5-6进行模拟[5]，对于100kHz频率、电压模式PWM控制器进行模拟分析，所得结果如图3所示，其中图3(a)所示为DCM模式下的高频极点，图3(b)所示为CCM模式下的高频极点模拟结果。

从图3可以看出，DCM模式下，需要双极点单零点的补偿网络，而CCM模式则需要双极点双零点的补偿网络，当在DCM模式下的极点和零点固定的情况下，CCM的二级极点将会对应于控制信号的占空比而发生变化。

控制器的SPICE模拟

在用SPICE模拟器进行模拟的时候，这种电源系统对应有两个SPICE模型[5]，一个是平均模型，另一个是开关模型。平均模型使用的是SSA技 术，其中没有开关元器件的考虑，所以模拟起来速度快，可以进行交流和瞬态分析。而开关模型中，则更多考虑所用的PWM控制器和其中的开关管MOSFET的 特性，能够针对小信号或大信号瞬态扫描进行分析。两种模型各有特点，平均模型仿真速度快，但对电路漏电流和寄生效应等的模拟则无法进行;而开关模型则运行 时间较长，但考虑了其中的寄生参数，能够保证对研究的电路进行深入的分析[6]。

图3 对应图2电路的模拟结果

(a) CCM模式下的模拟结果;

(b)DCM模式下的模拟结果

本文中，所对应开关模型的网表如下所示：

表2

该网表所对应电路如图4所示。

图4 开关模型分析的网表所对应的电路示意图

图5 所设计的带有临界模式控制器的开关电源示意图

在进行AC模拟的时候，需要暂时反馈开路，将误差放大器隔离开，通过补偿网络的调整，使要求得到满足。最快的方法是如图4中所示，由L2和C7 组成的LC网络插入进电路中，达到隔离反馈的目的。电感元件能够维持直流误差的大小，从而使输出维持在所需要的值上，同时将AC误差隔离阻断。电容元件能 够产生一个AC信号，从而允许正常的AC扫描。在正常的交流扫描时，使L2=1kH，C7=1kF;而当进行瞬态分析的时候，则 L2=1nH，C7=1pF;以上这种办法能够保证自动直流占空比调整，保证当占空比改变的时候，能够快速调整输出参数，而不会对其它信号产生影响。

结论

按照前面的讨论，如果将SMPS置于非连续模式，对于涉及补偿网络是相对容易的，而且将电路置于非连续模式能够保证稳定和可靠的电路工作状态。 那么如何保证电路在DCM状态，而且与输出无关呢?有两种办法：一是计算LP;二是通过频率的不断调整使电路维持在DCM状态。按照上述方法设计的临界状 态控制器能够保证电源电路当初级电路降为零的时候立刻开启，在这种情况下，就不用考虑不同负载情况下的不同设计方法了，只需要保证所设计的控制器能一直控 制SMPS在DCM模式下工作即可，而且在很宽的负载范围内都能够稳定可靠工作。

另外在设计调整器的时候，还需要考虑特殊情况，例如空载。在这种情况下，按原先设定的控制方案，电路开关频率将被调制的非常高，导致了不必要的 开关损耗以及电磁兼容等问题，而且电源在系统工作时，空载情况会非常多见，所以需要在电路设计中解决这一问题，在电路中加了频率钳制器，使频率可调范围的 上限在合理范围内。

带有临界模式控制器功能的开关电源能够实现400W的AC/DC适配器的调节。其中，漏电部分的控制通过R5和C5(见图5)进行控制，同时还可以对上升电压进行平滑作用，减小了辐射噪声的产生，原来的电路设计中，总是用可控硅和齐纳管来替代，它们对噪声的控制是没有作用的。

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