USB-C PD 3.0设计实现更高的效率和更高的功率密度

诸如USB-C PD 3.0 100 W可编程电源（PPS）之类的新兴应用推动了对更小，更紧凑的开关模式电源（SMPS）外形尺寸（通常称为超高密度（UHD））的需求。如您在图1中所见，提高开关频率可以减小变压器的体积，从而有益于UHD，但是更高的开关频率会增加功耗，从而需要不断发展的反激式架构。

约100 kHz的固定频率/多模式反激式开关驱动标准SMPS适配器中的较大变压器。移植到准谐振（QR）反激会使开关频率增加到〜280 kHz，从而将变压器减小到较小的RM8尺寸。采用有源钳位反激式（ACF）可使您达到〜450 kHz，从而实现了外形较小的RM8LP变压器。最后，用氮化镓（GaN）代替硅结（SJ）FET可实现> 600 kHz的开关，甚至更小的变压器体积。

图1增加开关频率可减小变压器体积，但更高的开关频率会增加功耗。资料来源：安森美半导体

反激式介绍

反激是低功率和中功率AC-DC转换器的一种流行拓扑，主要是因为它的低成本和易用性。反激式假定为DC输入，并在次级侧包含一个变压器，一个电源开关（Q1）和一个二极管（图2）。变压器（点表示初级侧与次级侧异相1800）是一个耦合电感器，只有在关闭电源开关时，能量才从初级传递到次级。

图2反激式拓扑在次级侧包括一个变压器，一个电源开关和一个二极管。资料来源：安森美半导体

反激操作

当电源开关（Q1）接通时（图3左），电流从Vin流出，导致能量存储在初级侧和次级侧（磁通场扩展）电感器中。电流不会流过次级，因为二极管由于180º的反相而反向偏置。

当电源开关关闭时（图3，右），初级和次级磁通场都开始塌陷，初级侧的极性发生变化（反激作用），现在电流在次级侧流动，因为二极管正向偏置。

图3此图显示了电源开关打开（左）和关闭（右）时的反激式操作。资料来源：安森美半导体

反激式漏感

不幸的是，当电源开关（Q1）关断时，初级侧漏电感（L Lkg）与电源开关的漏源电容C dss相互作用，导致V DS出现过多振铃，从而损坏MOSFET（图4，剩下）。可以添加一个称为缓冲电路的无源电阻电容二极管RCD钳位来保护MOSFET（图4，右）。缓冲器将L Lkg能量从MOSFET漏极移动到缓冲器电容器（C C），并通过R C散发热量。缓冲器不能提高整体反激效率。

图4添加RCD缓冲器可保护MOSFET。资料来源：安森美半导体

次级侧的同步整流器

用MOSFET（图5中的Q2，右）替换“续流”二极管（图5，左）可提高次级侧效率。MOSFET的R DSON耗散的功率比硅二极管（0.6V正向偏置）甚至肖特基（0.3V）二极管低得多。

图5在次级侧添加SR MOSFET可提高效率。资料来源：安森美半导体

谷切换和准谐振反激

在次级侧电流（I SEC）达到零或不连续模式（DCM）之后，由于励磁电感和开关节点电容之间的谐振，Q1电源开关V DS可能会出现振荡（图6）。这些振荡形成谷。QR开关将寻找最低谷点，以便下次打开电源开关。简而言之，在峰值期间打开Q1会增加功耗，而在谷值期间打开Q1则会降低功耗。

图6电源开关可能会出现谷底开关振荡。资料来源：安森美半导体

主动钳位反激

用MOSFET（Q3）替换钳位二极管（图7，左）可以提高效率（图7，右），并保护电源开关（Q1）。

图7 ACF架构提高了电源效率。资料来源：安森美半导体

ACF体系结构可以将泄漏电感循环回负载。参考图8的相对时序图，电源开关（Q1）在T0接通，在T2断开。在T2处，漏电感（ICLAMP）开始流过有源钳位（Q3）体二极管，从而给钳位电容器（VCLAMP）充电。在T4，Q3打开，继续VCLAMP充电。在T5时，ICLAMP变为负值，现在VCLAMP通过Q3将漏感放电回到负载，直到T7。

此相对时序图显示了图8 ACF泄漏电感的循环。资料来源：安森美半导体

从T9到T10，有源钳位（Q3）在下一个Q1接通时间内将VDS稳定在0V，这称为零电压开关（ZVS）。如果在ZVS，则FET电容为零。因此，导通开关损耗为零，从而产生更高的效率。这是一种软开关形式，也有利于EMI。

ACF的缺点

ACF有两个缺点。再参考图8，从T5到T7的相对时序，当ICLAMP变为负值时，磁通密度增加，导致有源钳位铁芯损耗比图4的RCD缓冲器稍高。在Q1关断时间内缠绕；这增加了初级绕组损耗。

安森美半导体的NCP1568是高度集成的AC-DC脉宽调制（PWM）控制器，旨在实现ACF拓扑（图9），从而使ZVS能够用于高效，高频和高功率密度应用。不连续传导模式（DCM）操作可在待机功率<30 mW的轻负载条件下实现高效率。

NCP1568 LDRV输出能够直接驱动市场上大多数超级结（SJ）MOSFET，而无需外部组件。ADRV驱动器是5V逻辑电平驱动器，用于将驱动信号发送到NCP51530等高压驱动器。高压驱动器应具有较小的延迟，并适合高达400 kHz的工作频率。

图9 NCP1568 ACF驱动超级结MOSFET Q1。资料来源：安森美半导体

ACF驱动GaN

交换用于GaN晶体管的SJ MOSFET可以实现更快的开关频率，这主要是由于GaN的寄生电容较低。当然，GaN的成本要高于SJ FET。Navitas Semiconductor的NV6115驱动器GaN单个组合接受来自12V或5V驱动器的输入信号。驱动器调节已在GaN内部完成。图10的配置显示了来自NCP1568和NCP51530的驱动信号足以满足系统需求。

图10 NCP1568 ACF驱动NV6115 GaN功率晶体管。资料来源：安森美半导体

USB-C供电2.0与3.0 PPS

USB-C PD源最多可以播报七个电源数据对象（PDO），用于将源端口的电源功能公开给支持PD的接收器。PD 2.0 PDO是固定的，而PD 3.0 PDO是从3.3V到21V的可编程电压“范围”（20mV步进）设置，以及高达50A的电流设置的可编程“范围”（以50mA步进）（表1）。PPS的优势在于该源可以提供更精细的电压/电流粒度，从而提高USB-C源和宿之间的效率。

表1 USB-C PD 2.0与3.0 PPS

所述FUSB3307是一个完全自主PD 3.0 1.2版和C型V1.3，100W，源控制器能够提供从3.3-21V（20mV的步骤）VBUS和至多5 A（50毫安步），最多共七个固定和PPS PDO。FUSB3307是一款不含MCU的低成本硬件状态机解决方案。无需开发固件，就可以加快产品上市时间，以提供防篡改的全功能解决方案。

FUSB3307控制通过光耦合器的CATH引脚电流，向初级侧控制器提供反馈以调节VBUS电压。

图11 FUSB3307 PD 3.0 PPS控制器是一种防篡改的全功能解决方案。资料来源：安森美半导体

图12示出了29 W /在3，60瓦ACF参考安森美半导体设计与USB-C PD 3.0和PPS。NCP1568 ACF（U2）通过NCP51530（U7）3.5 A，700V半桥驱动器控制SJ电源开关（Q1）和SJ有源钳位（Q2）。NCP4306（U5），7A（漏极），2A（源极）栅极驱动器用于同步整流器控制。FUSB3307（子板2的U1）是基于状态机的USB-C PD 3.0端口控制器，可通过FODM8801BV（U8）光耦合器控制NCP1568 FB输入及其CATH输出来调节VBUS（5-20V）。

图12该60 W USB-C PD 3.0 PPS参考设计包含NCP1568 ACF，NCP51530驱动器，NCP4306控制器，FUSB3307控制器和FODM8801BV光耦合器。资料来源：安森美半导体

图13的4点平均效率图的每个数据点捕获以下四个额定功率输出的平均效率。使用超级结MOSFET可以达到25％，50％，75％和100％的频率，最高开关频率为450 kHz。可以看到，从5V输出到20V输出4点平均的NCP1568 115 Vac（蓝线）和230 Vac（绿线）远高于要求的能源部（DoE）VI级最低限制（红线） 。

图13该4点平均效率图显示NCP1568超过了DoE Level VI的最小限值。资料来源：安森美半导体

许多应用都对UHD电源提出了很高的要求，包括100 W USB-C PD 3.0 PPS。ACF是在成本和UHD性能之间实现最佳平衡的首选架构。这是因为在不增加GaN成本的情况下，可以达到29 W / in 3的功率密度，最高达到92％的4点效率。并且，如果应用允许更高的成本和更高的效率，那么ACF还可驱动GaN，以实现更高的效率和更高的功率密度。

鲍勃·卡德（Bob Card）是负责安森美半导体美国高级解决方案集团（ASG）的市场经理。

编辑：hfy