一种新型单级功率因数校正（PFC）变换器

一种新型单级功率因数校正（PFC）变换器 摘要：提出了一种新型的功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。这种功率因数单元具有两种工作状态，反激变换器状态和boost电感状态。基于这种PFC单元，得到了一种新型的单级功率因数校正变换器，实验结果证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以自动限制储能电容上的电压。 关键词：单级功率因数校正；flyback＋boost单元；变换器 　 1  引言     为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如IEC1000-3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。     为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（PFC）。目前应用得最广泛的是PFC级＋DC/DC级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本也高。     近年来，提出了很多单级功率因数校正AC/DC变换器[1－3]，特别是在小功率应用场合。在单级PFC变换器中，PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流和输出电压的调节，它的优点是电路简单，成本低。然而，这些变换器也存在着不少缺点，如效率低，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点限制了单级PFC变换器的应用。     本文提出了一种新型的单级功率因数校正单元（flyback＋boost单元）。通过控制flyback＋boost单元工作在不连续导电模式，使得输入电流自动跟随输入电压，实现功率因数校正，并且自动限制中间储能电容上的电压。基于这种单元，得到了一种新型的单级功率因数变换器。实验证明这是一种很好的单级PFC变换器。 2  基于flyback＋boost单元的单级功率因数校正AC/DC变换器 2.1  flyback＋boost单元的工作状态     本文提出的新型单级功率因数校正变换器如图1所示。 图1  带flyback＋boost单元的单级PFC变换器     当工作在不连续导电模式（DCM）下，flyback＋boost单元的工作状态可以概括为两种状态，即反激变换器状态和boost电感状态。     1)反激变换器状态当|vin(t)|<(vc1－n1Vo)〔式中vin(t)表示交流输入电压瞬时值，vc1表示中间储能电容的电压，n1表示变压器T1的变比〕期间，T1工作在一般的反激变换器状态。在一个开关周期内，当S1开通时，L1(表示T1的初级电感)经D5充电，储存能量；当S1关断时，由于|vin(t)|<(vc1－n1Vo)，D6不能导通，储存在T1中的能量全部传递到输出端。可见，在|vin(t)|<(vc1－n1Vo)期间，flyback＋boost单元的工作原理与反激变换器一样。     2）boost电感状态当|vin(t)|>(vc1－n1Vo)期间，T1相当于一个boost电感。在一个开关周期内，当S1开通时，L1经D5充电储能；当S1关断时，由于|vin(t)|>(vc1－n1Vo)，D6导通，储存在T1上的能量向C1充电，其工作方式与一般的boost电感型单级PFC变换器一样。     两个工作状态的工作波形如图2所示。 图2  flyback＋boost单元的两个状态     这种新型的单级PFC变换器具有一个显著的优点，那就是能够自动限制中间储能电容上的电压。因为，当PFC单元处于反激变换器状态时，反激变换器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|vin(t)|＋Vo·n1），只有当（|vin(t)|＋Vo·n1）>vc1时，C1才会被充电，此时PFC单元进入boost电感状态，所以，储能电容上的电压最终被限制在（Vin(peak)＋Vo·n1）。 2.2  变换器的工作原理     因为PFC单元具有两种工作状态，以下将分别介绍在这两种工作状态下变换器的工作原理。     1）当PFC单元工作于反激变换器状态时，在一个开关周期内，变换器经历了三个工作状态，电路中主要电流波形如图3所示。 图3  Flyback状态电路中电流波形     状态1[t0，t1]S1导通，D5导通，D6，D7反向关断，流过L1的电流线性增加。同时D8导通，C1的能量通过T2释放。流过L1的电流为     iin(t)=(t－t0)（1） 式中：Vin(peak)为交流输入电压的峰值；           ω为交流输入电压的角频率。     状态2[t1，t2]在t1时刻，S1关断，D8关断，D9续流导通。D5关断，D6也关断。此时D7导通，储存在T1上的能量传递到输出端，直到t2时刻，T1的能量完全释放。     状态3[t2，t3]在t2时刻，D7自然关断。此时S1，D5，D6，D8也关断，D-续流导通，直到S1重新导通。     从以上分析可以知道，经过整流桥后的输入电流iin是一个三角波，在一个开关周期内平均输入电流Iin(avg)可表示为     Iin(avg)=D2Ts（2） 式中：Ts为变换器的开关周期；       D为占空比。     2）当PFC单元工作于boost电感状态时，在一个开关周期内，变换器也经历了三个工作状态，主要电流波形如图4所示。 图4  Boost状态电路中电流波形     状态1[t0，t1]S1导通，D5和D8导通，D6，D7反向关断，工作过程与上述的状态1相同。     状态2[t1，t2]在t1时刻，S1关断。D8关断，D9续流导通。D5，D7关断。此时D6导通，Vin和L1通过D6给C1充电，直到t2时刻，L1的能量完全释放。     状态3[t2，t3]在t2时刻，D6自然关断。此时S1，D5，D7，D8也关断，D9续流导通，直到S1重新导通。     当状态1结束时，电感L1的电流为     iin(t1)=DTs（3）     在状态2期间有     vc1－=L1（4） 式中：D21为[t1，t2]时间段续流的占空比。     在一个开关周期内，平均输入电流Iin(avg)为     Iin(avg)=iin(t1)(D＋D21)=（5）     由式（2）及式（5）可知，无论flyboost＋boost单元处于反激变换器状态或着boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。 3  实验结果     根据图1建立了实验电路，设计参数为     输入  AC 170～230V；     输出  16V/7.5A；     频率  120kHz；     电路主要参数  L1=54.02μH，n1=4.75。     通过实验得到波形如图5所示。在满载时变换器的功率因数达到0.976，中间储能电容上的电压自动限制在380V。 (a)flyback＋boost单元处于反激变换器状态时输入电流波形 (b)flyback＋boost单元处于boost电感状态时输入电流波形 (c)输入电压与平均输入电流 图5  实验波形 4  结语     本文提出了一种基于flyback＋boost单元的新型单级功率因数校正AC/DC变换器。这种变换器具有以下优点：     1)自动限制中间储能电容上的电压；     2)通过控制flyback＋boost单元的两种状态都工作于DCM模式下，获得了很高的功率因数。     通过实验，证明这是一种很好的单级PFC变换器。