广义软开关串并联补偿在线UPS

广义软开关串并联补偿在线UPS 摘要：介绍了采用广义软开关的串并联补偿在线UPS的工作原理与控制方式，这是一种新型在线软开关UPS。 关键词：串并联补偿；在线UPS；广义软开关 Series? parallel Compensation On-line UPS with Generalized Soft Switching LIU Feng-jun  Abstract:The operating principle and control method of series-parallel compensation on? line UPS with generalized soft switching are described. This is a novel on-line UPS of soft switching.  Keywords:Series-parallel compensation; On-line UPS; Generalized soft switching  　 中图分类号：TN86  文献标识码：A  文章编号：0219－2713(2003)04－0170－07 　 1  引言     串并联补偿在线UPS的电路型式、工作原理与控制方式，我已作过了全面的介绍[1]，但采用的都是硬开关，因此效率低，电磁干扰大，而采用传统的软开关（直流谐振环或极谐振软开关）又会使电路太复杂。折中这两种开关状态，采用广义软开关，既不增加电路的复杂性，又可以使其基本工作在软开关状态。     PWM逆变器的广义软开关定义和原理我也曾作了较详细的介绍[2]，所谓广义软开关串并联补偿在线UPS，实际上就是使逆变器Ⅰ和Ⅱ采用无损缓冲电路的在线UPS。 2  主电路的串并联结构和各部分的功能     单相串并联补偿在线UPS的电路如图1所示。它是由2个高频双向SPWM单相全桥逆变器，以串并联结构电路型式与晶闸管静态开关和蓄电池等一起组合而成的，各部分的功能为 图1 单 相 串 并 联 补 偿 在 线UPS电 路     逆变器Ⅰ  主要作用是控制市电，只输入有功电流，使输入功率因数等于1；对市电输入电压的波动进行补偿；控制输入功率与输出功率的平衡。其设计功率为标称功率的20％。     逆变器Ⅱ  主要作用是控制输出电压为稳定纯净的正弦电压；向负载提供无功与谐波电流；当市电掉电时，向负载提供全部标称功率，设计功率与标称功率相同。     晶闸管静态开关其中旁路开关的作用是当市电正常时关断，当逆变器Ⅰ和Ⅱ故障时开通旁路供电；主静态开关的作用是，当市电正常时导通，当市电掉电时自动关断，以防止逆变器Ⅱ的功率向市电倒灌。     蓄电池当市电停电时，由蓄电池通过逆变器Ⅱ向负载供电；当市电电压波动时，通过逆变器Ⅰ和Ⅱ维持输入与输出功率的平衡。 3  逆变器Ⅰ的工作与控制方式     逆变器Ⅰ是用IGBT作开关的高频双向SPWM全桥逆变器。它通过输出变压器Tr的次级，在UPS输入端与负载串联，主要用于市电电压±15％变化的增量补偿，和消除市电输入电流中的无功与谐波分量，故也称作增量（Delta）逆变器，其作用相当于一个可变电流源。     当负载中含有电感和非线性负载时，市电输入电流i将滞后于市电电压，并产生畸变。此时市电输入电流i的傅里叶级数表示式为 i=I1sin(ωt＋φ1)＋Insin(nωt＋φn)=I1cosφ1sinωt＋I1sinφ1cosωt＋Insin(nωt＋φn) 式中：n为谐波次数；            φ1为基波电流滞后于电压的相位角；           φn为n次谐波电流滞后于电压的相位角；     注脚1代表基波。令     ip=I1cosφ1sinωt=Ipsinωt为基波有功电流     iq=I1sinφ1cosωt=Iqcosωt为基波无功电流ih=Insin(nωt＋φn)为谐波电流     i=ip＋iq＋ih要消除市电输入电流i中的无功与谐波电流iq＋ih，就必须将iq＋ih从i中分离出来，而后用iq＋ih作为调制波对逆变器Ⅰ进行SPWM调制，在变压器Tr次级得到电压uc，用uc产生的电流来抵消i中的电流iq＋ih，使输入电流i=ip。     电流iq＋ih的检出电路如图1所示。其中“基准正弦电压”是与市电同步的标准正弦电压。市电输入电流i通过低通滤波器滤除ih，将剩余的电流ip＋iq与基准正弦电压ur=Umsinωt通过乘法器相乘得到F。     F=(ip＋iq)×ur=(I1cosφ1sinωt＋I1sinφ1cosωt)×Umsinωt=cosφ1－cosφ1cos(2ωt)        ＋sinφ1sin(2ωt)     F经过含有积分器的有源低通滤波器，滤除二次谐波交流分量后，剩下直流成分g=I1Umcosφ1，式中K为有源滤波器放大倍数。将g和ur再经乘法器相乘后得   ip=g×ur=I1Umcosφ1×Umsinωt=I1Um2cosφ1sinωt     令Um2=1，则得       ip=I1cosφ1sinωt     从市电输入电流i中减去ip即可得到无功与谐波电流iq＋ih，即i－ip=iq＋ih=ic＊ 4  逆变器Ⅱ的工作与控制方式     逆变器Ⅱ也是用IGBT作开关的高频双向SPWM全桥逆变器。它通过交流滤波器LF2CF2，在UPS输出端与负载并联，主要用于使负载上电压成为稳定纯净的正弦电压，当市电掉电时向负载提供100％的功率。故逆变器Ⅱ也称作主逆变器，其作用相当于一个固定的电压源。     当市电电压中含有谐波时，其方程式为   u=u1＋uh=U1msinωt＋Unmsinnωt 式中：u1=U1msinωt为基波电压；       uh=Unmsinnωt为谐波电压。     基准正弦电压ur=Umsinωt，是一个与市电同步的标准正弦波电压，电压精度优于0.02％，失真度小于0.5％，容量约为10W。故可视为是恒定不变的标准正弦波电压。     由图1中逆变器Ⅱ的控制电路可知，采用的是瞬时波形比较法。即用负载电压uL减去基准正弦电压 ur，然后再被基准正弦电压ur相减求出SPWM调制波的方程式         ur－(u－ur)=2ur－u=2Umsinωt－U1msinωt－Unmsinnωt     令调制波方程式为          uc＊=K′〔ur－(u－ur)〕=2K′Umsinωt－K′U1msinωt－K′Unmsinnωt 式中：K′为检测变压器降压变比。     假定载波三角波的频率为fc，幅值为Uc，则载波比N=，调制比的值为 M==－=M1＋M2 式中：M1=；M2=－     假定直流电源电压为Ud，根据文献[3]可以得到逆变器Ⅱ的输出电压uab的傅里叶级数式为             uab=M1Udsinωt＋·cosm πsin〔(mN＋n)ωt〕+           M2Udsinnωt+·cosm′πsin〔(m′N′＋n′)nωt〕     用滤波器LF2，CF2滤除uab中的高次谐波后得到基波与原市电中谐波电压为      uab1=M1Udsinωt＋M2Udsinnωt 将M1=K′；M2=－代入上式得        uab1=K′Udsinωt＋－K′Udsinnωt 令K′=代入上式则得         uab1=2Umsinωt－U1msinωt－Unmsinnωt     由于市电电压u与逆变器Ⅱ的输出电压uab1通过它们各自的滤波电感LF1和LF2，在电路的A点并联后向负载供电如图1所示，故根据电工学中节点电压法可知     uL=       uL=/     如果取LF1=LF2，则负载电压uL为          uL==     将u=U1msinωt＋Unmsinnωt与       uab1=2Umsinωt－U1msinωt－Unmsinnωt 代入上式得     uL=(2Umsinωt－U1msinωt－Unmsinnωt＋U1msinωt＋Unmsinnωt)=Umsinωt=ur     此式说明，按着图1中逆变器Ⅱ的控制方法，即使市电电压中含有谐波，也可以使负载电压uL，成为等于基准电压ur的不变的稳定纯净正弦波电压。 5  对市电电压波动的补偿     由于负载电压uL在逆变器Ⅱ的控制下保持uL=ur稳定不变，因而UPS的输入与输出端之间就会出现电压差，这个电压差反映的是有功功率之差，需要靠逆变器Ⅰ和Ⅱ的联合工作，并通过逆变器Ⅰ进行补偿。逆变器Ⅰ有两个反馈信号，一个是市电输入电流，另一个是蓄电池电压Ud的变化ΔUd。由于ΔUd是直流，故将其加到了控制电路的g上，g代表的是与市电电压同相位的市电输入有功电流。     市电电压波动的补偿过程，与逆变器Ⅰ和Ⅱ的工作状态如图1所示。     当市电电压u大于负载电压uL时，由于u的升高使A点电压上升，逆变器Ⅱ的控制电路为保持uL=ur不变，使输出电压uab1下降，迫使逆变器Ⅱ工作在整流状态，给蓄电池充电，使ud上升到Udr＋ΔUd>Udr，＋ΔUd使逆变器Ⅰ在Tr次级产生一个负补偿电压－uc，方向与电流相反，以减少市电电压的升高，使u－uc=uL=ur。变压器Tr次级阻抗Z产生的压降为zi与u方向相反，－uc也与u方向相反，故u加到Tr次级的压降为Δu=zi＋uc>uc，使逆变器Ⅰ处于整流状态。对于逆变器Ⅱ，由于补偿后uL=ur(1＋1％)>ur=uab1，故逆变器Ⅱ也处于整流状态，使蓄电池电压上升。当ud上升到某一值，使uab1大于uL时，逆变器Ⅱ由整流变换到逆变状态。此时，逆变器Ⅰ吸收功率，逆变器Ⅱ输出功率，当吸收功率等于输出功率时达到平衡，使蓄电池多存储了一些能量，Ud比补偿前稍高一些，以维持负补偿电压－uc的存在。     当市电电压小于负载电压uL时，A点电压下降，逆变器Ⅱ的控制电路为保持uL=ur不变而使uab1上升，使uL<uab1，迫使逆变器Ⅱ处于逆变状态，电池电压下降，当降到Udr－ΔUd时，－ΔUd使逆变器Ⅰ在Tr次级产生一个正补偿电压＋uc，使u＋uc=uL=ur。市电加到Tr次级上的电压Δu=uc－iz<uc，使逆变器Ⅰ工作在逆变状态。对于逆变器Ⅱ，补偿后uL=ur(1－1％)<ur=uab1，逆变器Ⅱ处于逆变状态，使蓄电池电压下降，当降到使uab1低于uL时逆变器Ⅱ由逆变转换到整流状态。逆变器Ⅰ输出功率，逆变器Ⅱ吸收功率，当输出与输入功率相等时达到功率平衡。蓄电池多输出了一些能量，故电池电压比补偿前低一些，以维持正补偿电压＋uc的存在。 6  负载无功与谐波电流的供给     由图1可知，逆变器Ⅱ在A点与市电并联后共同向负载供电。由于市电输入电流只是有功电流，根据基尔霍夫节点电流为零的定律，在节点A负载所需的电流iL=ip＋iq＋ih，因而逆变器Ⅱ的输出电流为iL－i=ip＋iq＋ih－ip=iq＋ih。 7  在线UPS所采用的广义软开关     上面以单相串并联补偿在线USP为例，介绍了它的组成，各部分功能，原理与控制方式。下面介绍在线UPS中逆变器Ⅰ和Ⅱ的广义软开关电路。     串并联补偿在线UPS中的逆变器Ⅰ和Ⅱ，实际普遍采用的电路是单相半桥、单相全桥、三相半桥和三相全桥电路。下面选用具有代表性的单相半桥、单相全桥或三相半桥电路为例进行介绍。 7.1  单相半桥逆变器的广义软开关电路     单相半桥逆变器的广义软开关电路如图2所示，其中图2(a)为电路图，图2(b)为开关波形图。在图2(a)中，S1、S2为主逆变开关，S1的无损关断缓冲电路由二极管Ds1、Ds2、Ds3、缓冲电容Cs1、Cs2(Cs1=Cs2)和谐振电感Ls1组成。LF为滤波电感，Z_为负载（阻性或感性），Cd1=Cd2为直流分压电容，Ud为直流电源电压，us为S1两端的电压，is为流过S1的电流。 (a)  电 路 图 （b)  开 关S1的 开 关 波 形 图2  单 相 半 桥 逆 变 器 的 无 损 缓 冲 电 路     电路的原始状态为：S1、S2关断，Cs1、Cs2上电压ucs1=ucs2=0。当开关S1开通后，Cd1上电压Ud/2通过S1、LF向负载供电，直流电源Ud通过开关S1、谐振电感Ls1、二极管Ds2，沿着虚线所示路径，对缓冲电容Cs1、Cs2充电。其等效电路如图3(a)所示，其中ucs1=ucs2为缓冲电容Cs1、Cs2上的电压，uL为Ls1上电压，RL为Ls1中的电阻，iL为流过Ls1的电流。在选定的电压和电流方向下，根据基尔霍夫定律（考虑Cs1=Cs2）可得       uL＋uRL＋ucs1＋ucs2=uL＋uRL＋2ucs1=Ud 由于iL==            uRL=iLRL=RL            uL=Ls1=Ls1 则            Ls1＋RL＋2ucs1=Ud     由于RL<2，所以电路是谐振的。     对上式求解可得        2ucs1=Ud－Ude－δt((δ/ω)sinωt＋cosω t) 式中：δ=；ω=；ω0=。     当ω t=π时，sinωt=0；cosωt=－1     则2ucs1=Ud＋Ude－δt     当RL=0时，2ucs1=2Ud，ucs1=Ud。     充电过程中，ucs1和iL的波形如图3(c)所示。当ω t=π时，ucs1=Ud，iL=0。     当S1关断时，由于Cs1、Cs2上电压ucs1=ucs2=Ud，开关S1上电压us=Ud－ucs1=0，所以S1是零电压关断。S1关断后，Cs1、Cs2上电压ucs1=ucs2=Ud通过滤波电感LF、负载ZL和直流分压电容Cdz，沿着图2(a)中点划线所示的路径放电，其等效电路如图3(b)所示。由基尔霍夫定律得         －ucs1＋uL＋uR－Ud/2=0     设R为负载电阻，LFZ为滤波与负载电感，由于iz=－2Cs1；uR=Riz=－2RCs1       uL=LFZ=－2LFZCs1     代入上式得      2LFZCs1＋2RCs1＋ucs1－Ud/2=0     对于多数情况R<2，所以电路是谐振的。     求解上式可得ucs1－Ud/2=e－δ′t(sinωt＋cosω t) 式中：δ′=；ω=；ω0=。     当ω t=π时，sinωt=0；cosωt=－1     则ucs1－Ud/2=－e－δ′t     当R=0时，ucs1－Ud/2=－Ud/2，ucs1=0     放电过程中ucs1和iz的波形如图3(c)所示。 (a)  充 电 过 程                                                  (b) 放 电 过 程 (c)  波 形 图 图 3  Cs1、Cs2充 电 与 放 电 过 程 等 效 电 路 与 波 形     当ω t=π时，ucs1=0，iz=0     当R=2时，ucs1=(1＋δ′t)e－δ′t      由于δ′=很大，Cs1较小，故ucs1按非谐振规律很快下降到零。     当R>2，LFZ≈0时，τ=2RCs1，当t=τ时，ucs1=0.368Ud/2，当t=2τ时，ucs1=0.135Ud/2，当t=3τ时，ucs1=0.050Ud/2，由于Cs1很小，所以ucs1下降速度很快。 7.2  单相半桥逆变器广义软开关的工作过程     单相半桥逆变器无损关断缓冲电路的工作过程如图2(a)、(b)所示。在t<0时，S1饱和导通，ucs1=ucs2已充电到Ud。当S1关断时，通过S1的电流is逐渐下降，S1两端的电压us=Ud－ucs1。Cs1、Ds3、Cs2、Ds1支路通过直流电源与S1并联，相当于在S1上并联了一个已充电到ucs1=ucs2=Ud的缓冲电容Cs=Cs1＋Cs2，此时Ds2反偏置，Ls1中电流iL=0，Cs1和Cs2通过LF、zL和Cd2放电，ucs1=ucs2逐渐下降到零，S1上的电压us=Ud－ucs1逐渐上升到Ud。假定逆变器按单极性工作，在S1再一次开通之前由于LF与zL中电感的作用，与S2并联的二极管D2续流，iD2=iZL。当S1开通时，is逐渐上升，负载电流IZL=is＋iDZ，S1上电压受D2导通的牵制，仍保持Ud不变。当is上升到is=IZL时，iD2=0，D2反偏置，S1进入饱和导通状态，S1上电压us迅速下降到零，相当于一个跃变电压Ud突然加到Cs1、Ls1、Ds2、Cs2支路上，Ds2导通，Cs1、Cs2充电。半个谐振周期后，Cs1、Cs2上电压ucs1=ucs2=Ud，iL=0，Ds2反偏置。     从以上说明可知，S1工作在零电压关断状态，Cs1、Cs2上存储的能量，通过放电转送到负载或反馈回电源，故是无损关断缓冲电路。     电路中的LF，既是输出滤波电感，也是主开关S1、S2的开通缓冲电感，它可以使S1、S2零电流开通，存储在LF中的能量同样也转送到了负载或反馈回电源，故是一种无损开通缓冲电路。 7.3  单相全桥与三相半桥逆变器的广义软开关     上述开关无损缓冲电路，也可以应用于单相全桥与三相半桥逆变器，如图4和图5所示。由图4和图5可知，它们都是由单相半桥逆变器组成的，图中Cd1和Cd2为共同直流分压电容，故工作原理与缓冲电容的充放电方式与半桥逆变器相同。这里必须指出的是，对于图4所示单相全桥逆变器，当采用图6(a)所示单极性SPWM脉冲控制时，直流分压电容Cd1和Cd2可以不用。例如主开关S1和S4在输出正半周，按图6(a)所示单极SPWM脉冲波形工作时，缓冲电容的充、放电路径如图4中点划线和虚线所示。逆变器的SPWM控制电路如图6(b)、(c)所示，其中图6(b)用于单相全桥逆变器，图6(c)用于三相半桥逆变器。 图 4  单 相 全 桥 广 义 软 开 关 电 路 图 5  三 相 半 桥 广 义 软 开 关 电 路 (a)  波 形 图 (b)  单 相 全 桥 控 制 电 路 (c)  三 相 半 桥 控 制 电 路 图 6  SPWM单 极 性 脉 冲 波 形 与 控 制 电 路 8  广义软开关串并联补偿在线UPS应用举例     采用广义软开关的串并联补偿在线UPS电路如图1、图7、图8所示。其中图1为采用单相全桥逆变器的在线UPS，图7为采用三相全桥逆变器的在线UPS，图8为采用三相半桥逆变器的在线UPS。图中的无损缓冲电路与图4和图5相同，在UPS电路中没有画出。 图7   采 用 三 相 全 桥 逆 变 器 的 广 义 软 开 关 在 线UPS 图8   采用三 相 半 桥 逆 变 器 的 广 义 软 开 关 在 线UPS 9  结语     上面介绍的广义软开关，是一种无源、无损缓冲电路式的软化开关。它可以达到与传统ZVT或ZCT 软开关几乎相同的指标，但比传统软开关具有电路简单，成本低廉，可靠性高的优点。先进的串并联补偿在线UPS采用广义软开关后，可以使效率进一步提高，电磁干扰大大降低，也使市场竞争力进一步得到增强。 参考文献 [1]  刘凤君.串并联补偿在线UPS的型式,原理与控制方式[J].UPS应用,2002（8）. [2]  刘凤君.PWM逆变器的广义软开关的研究试验报告[R].2001,10. [3]  刘凤君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社,2002.