通过采用PWM调制解调器实现高速数据接口电路的应用方案

　　作者： 郭鸣;张润曦;汤亮;彭宣戈

1 引言

随着电路系统需求的扩展，集成电路设计与制造技术的进步，现代数字系统多工作在几百Mbps的速率上，这些高速系统常包含多个电路模块。系统中不同模块间的接口十分重要，它一般采用总线结构。为了获得更高的数据传输速率必须增加内部总线宽度，实际应用中，采用更大芯片面积和更多端口数目。这类问题也出现在板级系统中。为此，提出一个端口同时传输多个比特的概念以解决该问题，即采用调制技术，在电路中将数据与时钟信号合并为一个通道以减少端口数。为解调该信号，接收端则采用时钟恢复电路（CRC）从数据流中提取时钟信号。常用的调制技术包括PPM，PCM及PWM。

给出了一采用PWM，传输速率达400Mbps的数据接口电路。用脉冲宽度对数据进行编码，并保证含时钟周期上升沿，将时钟信号嵌入到编码后的数据中，这样在接收端很容易以传统的PLL恢复出时钟。可用PLLVC输出来解PWM编码信号，这样电路几乎就只需一个PLL。由于接收信号每个周期都有上升沿，避免了数据格式不同引起的电平与时间偏移。

2 基本原理与系统结构

PWM的脉宽值T与数据速率D可以分别表示为：

上式中N表示每符号的比特数，R表示符号率， 为单位脉宽。为简化电路设计，我们取N＝2。PWM发送单元包括一串/并转换，PWM调制器，发送PLL，二分频器及接口电路。接收单元包括接口电路，PWM解调器，接收PLL，并/串转换。

每2bit的数据通过串/并转换合并对应为一个符号。00， 01， 10， 11四个不同符号分别对应不同的脉宽。每个符号对应2bit信息，因而采用二分频电路。CLK经二分频后作为PLL的参考时钟。PLL中的VCO能产生五种时钟相位供PWM调制器使用。PWM由VCO的第一个相位输出触发实现同步，由另外四个中的一个来复位，实现了上升沿触发同步，脉冲宽度编码的PWM发送电路。

接收电路与发送电路工作过程相反，接收到的PWM信号首先经过接口电路转化为全摆幅CMOS电平。然后一路送PLL，一路接收PWM，接收PLL与发送PLL相似，只是在各相输出后产生五个附加相，这五个附加相准确定位，用以检测PWM编码信号的下降沿，由图1可知只要确定了下降沿，符号就能被解码成2bit的信号，经并/串转换输出。

电路的功耗主要来源于PWM编、解码器及接收、发送PLL。若N增加，上升、下降过程的密度减少，发送与接收单元功耗也随之减少。发送与接收PLL的功耗由下式决定：

显然，这个功耗值与N并无直接关系。

3 电路设计

3.1 发送/接收PLL

PLL的性能在本接口电路中相当关键，若将PLL与低噪声的数字电路集成在同一块硅片上，抖动问题尤为重要。该电路采用的PLL是一个包含PFD，低通滤波器/泵浦，VCO在内的传统电流泵浦型PLL（CPPLL）。采用外接低通滤波器以减少片上面积，如前所述，发送、接收PLL只在VCO上有所不同。

为获得低抖动PLL，PFD的性能很重要，PFD的品质可由死区值（即不可检测的最小相位差）来衡量，传统的静态PFD用NAND来复位内部节点，延时大，死区值较大，导致了大的时钟抖动，从而限制了电路的最高工作频率。本文采用dec-PFD （double edge checking PFD） ，以避免dd-PFD（difference phase frequency detector）的非对称性问题，获得较少的死区值，更高的工作频率与更低的功耗。泵浦是基于差分对的全差分电路，以UP/DOWN和UPb/DOWNb来切换差分对，获得泵浦电流。电流源则始终处于通的状态，开关切换时造成的影响减至最小，避免了从泵浦关态到通态过长的恢复时间。缺点是增加了一定的功耗。

PLL的另一个关键模块是VCO，VCO设计的主要问题是噪声容限，它决定了PLL在一定的噪声环境下时钟抖动的大小。电路采用五相差分型环路振荡器，为PWM的调制解调提供五相信号。事实上，电路中存在很多噪声会引起时钟的抖动，其主要来源就是同一块基板上集成的大量电路所造成的电源噪声。为此，我们希望电路能有较大的PSSR（电源抑制比），我们采用图2所示折叠式电路，每一态都由nmos差分对及pmos对称负载构成。

VCO振荡器的频率取决于状态数S，及每一态的延时td，如下式所示：

式中td可以用下式表示：

式中Vsw为差分输出摆幅，CVsw/Iss为平均充放电时间。

显然，各状态的时间偏差与寄生电容上电压、电流源、输出波形幅度的波动相关。由于负反馈的作用，Vsw是固定的，这个值介于Vdd和Vref之间。保持Iss为常数，级联电流源输出电阻愈大，PSSR就愈高。对称pmos负载用二极管短接，产生关于输出电平中心对称的近于线性的I/V曲线。若电源由于噪声波动上升，Vsw与Iss同时上升，td可保持不变，即td可不受电源波动的影响。这有助于降低VCO对电源的敏感度，如图2所示，每一个状态的电流源以两个nmos管担任。VCO各相输出之后是DSE电路，将Vsw差分输出转换为轨对轨输出，其特点是不同Vref时都有50％的占空比输出。

2．2 PWM调制解调器

前面已知PWM调制器的输出仅仅包含四种宽度的信号，可采用数字方法产生PWM信号，PWM调制器如图3所示，两个主要的模块为相位检测（PD）和相位选择（PS）。此PWM调制器中，PD与一般的PLL中PD的作用类似，即输出一个与两个输入信号相位差成正比的脉宽信号。PD由一个确定的，四个不确定的相位触发，图中P1～P5， P1为置位相，P2～P5为四个可能复位相，通过串/并转换输出S0，S1来选择。为避免多次复位的发生，则采用图4所示的PD。图5则是PS原理图，为提高工作速度采用伪NMOS电路。

6 串/并转换电路

PWM解调电路如图3所示，接收PLL对接收的已调信号进行采样，产生相位采样信号。比较采样值就可以恢复出原来对应的数据（发送值）。由于采样信号来自于接收PLL，具有更加稳定的特点。

2.3 串/并，并/串转换

串/并转换的作用是将两个相邻的输入数据并化形成S0，S1两信号，用以进行调制控制，电路如图6所示。并/串转换是将解调后的信息串化恢复出数据，电路结构与串/并转换相似。

2.4 接口电路

为实现电路测试，考虑与1394a串行接口的连接，接口电路由漏极开路电流型晶体管，电平转换器，差分放大器构成。差分放大器为自偏压型，具有较宽共模输入范围且在电路高频工作时保证较低误码率。

3 实验结果

电路采用0.25 m DPTM工艺，除LPF，电路都集成在片上，发送单元，接收单元，及发送/接收PLL面积分别为：921×570 m2，723×448 m2，503×339 m2。PLL锁定在200MHZ时的输出，利用Tektronix CSA803A测量可得PLL输出峰－峰抖动为97ps，均方根为9.1ps。

发送电路以不同的四种数据输入产生四种不同的脉冲宽度，对应这些数据测得的脉冲占空比分别为19.5%， 39.0%， 61.3%， 78.6%，与理想值略有差异。我们保证数据流中有各种脉宽出现，使数据速率达到400Mbps时输出与输入相同。脉冲宽度与理想值的差异，可能是由于相位选择环路动态工作时的定时偏差所引起的，这一偏差愈大会使PWM解调器的采样范围减小，增加误码率。2.5V供电时功耗为79mW，说明该电路以简单较少的端口可以良好的工作在400Mbps速率上，对数据格式亦无特别限制，表1给出了电路的性能指标。

表1 电路的性能指标

4 结论

给出的一个基于PWM的高速数据接口电路，采用0.25 m标准CMOS工艺制造，以PLL构造电路，符号速率为200Mbps，数据速率为400Mbps，2.5V供电时接口电路功耗为79mW，适用于接口数目少且接口电路尽可能简单的系统，对实现片上IP核之间、乃至芯片之间的互连有积极的意义。

责任编辑：gt