小功率电源中的PSR控制原理

　　

　　先谈谈CV操作模式，现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压开关关断2.5 μs采样。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。

　　还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。

　　

　　先写个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks(变压器次级只有一个绕组Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流 .

　　

　　当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流(如图的三角形)在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。

　　Np*Ipk=Ns*Ipks

　　所以Ipks=Np*Ipk /Ns,

　　将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，

　　得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。

　　可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。

　　市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。

　　Td/T 是由IC内部固定的。OB的是0.5(他是给出TD同频率的关系)，BYD的1508是直接给来的0.42。仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了Td/T 。

　　CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T 的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证1%是没有问题的。

　　Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。

　　可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。

　　CC时，负载电压变化会引起频率的变化，电压高时频率，低时频率也降低。从而保证稳定的输出电流。后面会分析一下，关于PSR如何补偿电感量变化，以及合理的电感量选择。

　　电容端变化是有个过程的。在CC模式时，当负载变小的，输出电压下降，Td和T会同时增大，但比例不变。因为Ipk*ton是不变的。因为Vin和L是不变的。根据伏秒变衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不变的，N为常数，所以输出负载的变化会引起输出电压的变化，输出电压的变化会引起Td的变化，而Td/T是被IC固定的。所以最终是频率的变化再讲讲PSR对电感量补偿的原理。看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR对电感量有补偿。

　　当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会造成Δt下降，也就是Ton下降。根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns为常数，Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。

　　所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时，结果当然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频率限制。

　　

　　电源参数(7*1W LED驱动)： 输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A

　　从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供电绕组电压取22V(考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v)

　　1、计算次级峰值电流Ipks：

　　Io=(Td/T)*Ipsk/2

　　Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

　　2、计算反射电压Vor：根据伏秒平衡

　　Vin*Ton=Vor*Td

　　Vin*Ton/T=Vor*Td/T

　　Vin*D=Vor*Td/T

　　90*0.45=Vor*0.5

　　Vor=81V

　　3、计算匝比N

　　Vor=(Vo+Vf)*N

　　N=81/(25.8+0.9)=3.03

　　4、计算初级峰值电流(考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损)初级电流损耗取输出电流的7%

　　Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

　　5、计算初级电感量

　　Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipk

　　vin/L=Ipk/(D/f)

　　L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

　　6、计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)

　　NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

　　NS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TS

　　NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

　　7、电压取样电阻

　　当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K

　　8、电流检测电阻Rcs

　　Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻

　　9、二极管反压

　　=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF14

　　10、MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V

　　=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60

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