艾为向市场推出AW18053高性能的LNA Bank

01LNA是什么元器件？

LNA （Low Noise Amplifier） 是射频接收机里必不可少的一个低噪声信号放大器，它在Celluar/WiFi/BT/GPS/FM等众多的射频系统中都有被广泛使用。LNA可以以较低的SNR恶化为代价，将微弱的射频信号放大到一个可观的水准，以匹配后级电路的输入动态范围。衡量LNA性能最重要的一个指标就是NF（Noise Figure），NF越低，则可以获得越好的SNR。

02LTE LNA 和NR LNA的区别

4G时代之初，MTK和高通平台的Transceiver都有内置iLNA（internal LNA），NF在2.0~2.5dB左右，基本可以满足OEM厂商的设计需求。外置的eLNA（external LNA）虽然NF更好，可以到0.8dB左右，但出于成本考虑，eLNA并非产品设计的必需品。

平台在做AGC设计的时候，也没有为eLNA的场景做特别优化，为了不影响接收机的动态输入范围，eLNA做成固定增益的模式，适配起来会比较简单。

所以我们会看到4G时代的eLNA大都是固定增益，约13.5dB~18dB之间。或再多带一个bypass模式，在强信号输入的时候关闭LNA，将信号直接导通到Transceiver的LNA 输入端。

而5G时代，因为MIMO、ENDC、Uplink CA等特性的引入，天线环境变得极为紧张，射频前端也愈加复杂，链路插损愈发可观，对于接受系统设计带来很大的挑战。这个时候就需要高性能的外置eLNA，尽量靠近天线摆放，来获得比较好的系统噪声系数。当eLNA变成标配的时候，eLNA的gain档位和Transceiver内部的iLNA gain档位匹配关系就非常重要。为了保证接收机的动态输入范围，则需要eLNA支持可变增益，并且增益调节的范围足够大。

03为何有LNA Bank需求

考虑到从4G到5G的平滑过渡，在5G引入之初，运营商都倾向于用NSA（Non-Standalone） 的方式来部署5G网络。NSA需要终端以LTE作为锚点来接入NR的网络，这就需要LTE和NR的射频通路可以同时工作。同时为了达到更大的吞吐率，LTE和NR都有支持4x4 MIMO的需求，且LTE和NR各自还需要支持各种CA组合。

出于如上考量，需要同时工作的RX path比较多。以DC_1A-3A-5A-7A_n78A这个ENDC组合为例，假设B1/B3/B7/n78需要支持4x4 MIMO，则一共有18个RX path需要同时工作，也意味着需要18颗LNA来实现相应的设计。

如果都是用分立的单颗LNA元件做设计的话，成本和PCB布板面积都是客户无法接受的，这个时候LNA Bank就体现出极佳的面积和性能优势了。

以艾为的AW18053为例，其内部有5路独立的高性能LNA，支持600MHz~2700MHz的系统应用，可以帮助客户以较低的成本简化射频前端设计：

04LNA的典型电路指标

 

01

NF（Noise Figure）

对于射频接收机来说，一个很重要的指标就是灵敏度（Sensitivity），它可以衡量接收机在弱信号覆盖环境中解调信号的能力。灵敏度越高，则意味着接收机的接收能力越强，即使当用户离基站比较远的时候，也可以获得比较可靠的语音或数据服务。

接收机的灵敏度，通常由如下公式来表征：

Sensitivity=10lg（kTB） + NF（dB） + SNRmin（dB）

其中k是玻尔兹曼常数，T是温度，B是信号带宽，这些都是常数，NF （noise figure） 是接收机的噪声系数，SNRmin是modem解调信号时需要的最低信噪比。

对于特定调制方式的信号，其带宽和解调需要的SNRmin是可以确定的。那对于射频接收链路来说，噪声系数就是决定接收机灵敏度的关键——噪声系数越小，接收机的灵敏度可以设计得越低。

噪声系数越小，不仅可以改善弱信号环境下的业务可靠性，还可以让接收机在强信号覆盖区域的SNR变得更好。根据香农定律C=B*log2 （1+S/N） 可以知道，理论上SNR越好，则可以获得越高的下载速率。实际在网络中，终端设备可以透过CQI （channel quality index） 来回报当前的SNR等级给网络，网络会根据用户回报的CQI，分配一个合理的MCS （modulation coding scheme） 档位给到用户。若SNR比较弱，则网络会让终端工作在QPSK调制方式下，相应Coding Rate也会降低；若SNR足够好，网络可以让终端设备工作在256QAM的高阶调制方式下，且Coding Rate也会提高，这样相比QPSK，理论上可以获得4倍的吞吐速率。

需要注意的是，射频接收链路上的每一级电路都会贡献噪声，我们可以借助级联噪声系数公式，来看每一级电路对于系统噪声系数的影响，是哪个电路的噪声系数占主导地位。

假设电路一共分n级，第一级的噪声系数和增益分别为NF1和G1，以此类推，第n级的噪声系数和增益为NFn和Gn。

由此得到级联噪声系数为：

NFtotal=NF1+（NF2-1）/G1+.。.（NFn-1）/G1*.。.*Gn-1

由公式中看到，第一级放大器的噪声系数越小，增益越大，则接收机系统的级联噪声系数越小。

以MTK 5G平台为例，RFIC iLNA的噪声系数是9dB左右，eLNA的最大增益为21dB，NF为0.9dB，则两者级联后的噪声系数为1.2dB，由此可以看到eLNA对于系统的噪声系数起到决定性的作用。

 

02

Multiple Gain Mode

3GPP 的RF一致性测试中有定义NR射频接收机的动态输入范围，参考 ETSI TS 138 521 中的定义：

最大输入功率定义是-20dBm，设计上多留一些余量到-15dBm；

最低输入由灵敏度这个指标来定义，在参考5MHz带宽是-100dBm，设计上多留一些余量到-105dBm。

以最大-15dBm到最低-105dBm来估算，接收机的动态输入范围需要做到90dB以上。

然而射频接收机后端的ADC输入动态范围远没有这么大，通常只有40dB左右的范围，并且还要预留一定的余量应对衰落场景下信号强度的快速变化。为了让射频接收机的输出匹配ADC的输入，在强信号输入的时候将LNA调整到低增益模式，弱信号输入的时候将LNA调整到高增益的模式。

并且LNA每个档位的增益都是为特定的输入区间设计的，需要保证在每个信号输入区间内有足够好的SNR，这样就需要进一步细分增益档位。

不同平台的Transceiver，其AGC设计不一样，所以eLNA的gain 档位要求也不一样。以高通平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21dB/18dB/15dB/9dB/6dB/-3dB；对MTK平台来说，匹配其设计要求的增益档位是：21dB/18dB/12dB/6dB/0dB/-6dB/-12dB。

 

03

P1dB（1dB Compress Point）

5G网络下行信号的多址方式是CP-OFDM，调制方式最高可以到256QAM，单路载波带宽最大可以到100MHz或更多，其PAPR估算约12dB左右。为了保证峰值信号不失真，则需要LNA的P1dB高于信号的峰值功率。

以-15dBm最大输入为例，估算PAPR 12dB，则P1dB压缩点需要做到-3dBm以上才比较安全。

 

04

Out-Of-Band Inter-Modulation

当终端需要支持ENDC或Uplink CA的时候，会有两路不同频率的TX链路同时工作，其交调分量泄露进接收机后有可能会产生比较严重的Desense问题。

以DC_3A_n78A 这个组合为例，n78 TX （3300~3800MHz）和B3 TX（1710~1785MHz）的信号泄露进B3 RX 接收链路的时候，其产生的互调产物有可能落在 1515~2090MHz，这样B3 RX（1805~1880MHz）就会有desesne的风险。

先假定Transceiver内部的IIP2性能很理想，单纯看外部eLNA IIP2的贡献：

eLNA IIP2 = 10dBm

泄露进LNA的B3 TX功率为P1=-28dBm（透过duplexer），n78 TX功率为P2=-50dBm（透过ANT，diplexer，duplexer）：

IIP2 = P1+P2+G-IM2

定义IM2-G=IM2in为等效到eLNA端的交调产物的功率：

IM2in= P1+P2-IIP2=-88dBm

假设B3 RX分配到的RB是50个，则有效带宽为9MHz，IM2in的功率谱密度是-88dBm-10log（9MHz）=-157.5dBm/Hz。

eLNA输入端系统的噪声系数是1.5dB，则等效的noise floor 是-174+1.5=-172.5dBm/Hz。

两个noise叠加后总功率为-157.36dBm/Hz，noise floor 相比-172.5变大了15.14dB，则意味着灵敏度变差15.14dB，这样就可以评估eLNA IIP2对于系统造成的影响。

由类似的计算方法，我们也可以得到LNA对于IIP2/3/4/5的需求。不过通常情况下，Transceiver和eLNA的IIPx特性相差不大，但因为带外的TX干扰信号经由eLNA放大18dB再送入Transceiver，所以等效到eLNA输入端，Transceiver本身产生的IM2要比eLNA产生的IM2大一个数量级。

处理这些inter-modulation的场景，通常需要额外加一些滤波器来做改善。考虑到处理这些场景所需投入的成本和复杂性，会对终端产品的设计带来比较大的影响，3GPP 有在法规中有定义MSD （maximum sensitivity degrade） 来放松对于灵敏度的要求，允许一定程度的Desense。

Table 7.3B.2.0.3.5.1-1： MSD test points for PCell due to dual uplink operation for EN-DC in NR FR1 （two bands）

 

05

In band IIP3

在实际网络中，同一个频段的频谱可能由不同的运营商占据，用户的位置可能离自己的服务运营商基站很远，但与其他运营商的基站比较近。针对这样的场景，3GPP法规中定义了ACS （Adjacent Channel Selectivity） 的指标，来规范接收机抗邻道干扰的性能。

从上表来看，需要在adjacent channel相比user channel 的信号强度要大33dB的时候，能保证user channel的信号是可以被正常解调的。

在实际电路中，需要考虑adjacent channel进入LNA后，其产生的非线性分量对于user channel的影响。

这些非线性产物主要成分来自于IM3，会泄漏到user channel，降低user channel的SNR：

为此需要规范LNA的不同gain档位的IIP3，来确保可以满足ACS的法规测试要求。

不同档位的IIP3特性的要求和测试条件也会不一样，以MTK平台为例，ACS IIP3参考如下：

 

06

Gain Switching的Settling Time要求

在实际网络中，由于用户的移动或使用环境的变化，手机接收到的信号强度也是一直在变化的，所以需要一套合理的AGC（Auto Gain Control）机制来动态调整LNA的增益。AGC针对不同的输入信号强度，不同的调制方式，不同的干扰场景，来挑选合理的增益档位。同时为了应对接收信号强度的快速变化，LNA增益切换要做到足够快，最好是可以达到by symbol control的级别。

在NR的物理层结构中，由于CP（Cylic Prefix）内没有承载有效的数据信息，所以选择将LNA gain switching放在CP内进行，避免影响前后的OFDM symbol。对于NR FR1频段来说，最大的SCS就是60KHz，对应的CP长度最小是1.17us。

如下图所示，在前一个OFDM symbol发现信号比较微弱，则在1.17us内完成增益的切换，期望在下一个OFDM symbol将信号幅度调整到期望的值：

如果LNA增益切换完成需要的时间比较长的话，无法在1.17us内完成的话，会让下一个OFDM symbol波形不稳定，发生失真。这样带来的结果就是无法正确解调信号，系统的误码率提升：

出于如上考虑， 建议将LNA的Gain Switching Time做到1us以内，以获得更低的系统误码率。

结语

艾为在设计LNA Bank之初，就有考虑到这些影响系统设计和用户体验的关键指标，通过细心打磨，向市场推出了AW18053这颗高性能的LNA Bank。

AW18053支持10个gain mode，符合MTK、Qualcomm、展锐等多个平台的系统设计要求，并且噪声系数和线性度等指标相比友商的产品更有竞争力。　

      审核编辑：彭静