不同的电源环路布局

　　本文分析了不同的电源环路布局，同时考虑了热管理和电气寄生效应。

　　结果表明，改进的布局可以显著降低工作温升，同时保持电气性能优势。

　　氮化镓 （GaN） 等宽带隙 （WBG） 功率半导体已显示出更好的开关性能、高可靠性和耐温能力，品质因数 （FOM） 是同类硅器件的 3 到 10 倍 。具有小芯片尺寸和导通电阻（RDS，on）降低寄生电容和电感，提高开关速度，减少开关损耗，从而实现更高的功率密度和效率。更高的频率需要一些设计注意布局改进，以最大限度地减少增加的热阻和电感。

　　现有的印刷电路板布局方法

　　本文考虑的电源环路布局是大多数电源转换布局所围绕的半桥配置，包括两个功率半导体开关和一个旁路电容，如图1所示。电感器（l）平均开关节点v的输出电压电平西 南部= V低和电容器 C高频，而理论上不是必需的，因为它与V并行高，在实践中需要为高频电流提供低阻抗路径。

　　

　　图 1.典型的半桥构建块。平行板短路传输线（a）。采用低阻抗传输线作为功率回路结构的半桥布局，具有相应的尺寸（b）和相同的（c）边缘视图。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　将电源环路电感降至最低的 PCB 设计，由下式估算L圈 = µ0·无吨/瓦，之前已经讨论过 。图1（b、c、d）显示了电源环路的PCB实现。总之，PCB布局应尽量减少长度和厚度，同时增加宽度w。这可以通过图1（c）布局中使用的放置来实现，l和w由组件的物理尺寸决定，t由电压要求或PCB可制造性约束设置。

　　现有布局下的降压转换器散热挑战

　　随着开关器件的温度在许多应用中成为电激活水平的限制因素，改善散热也成为主要的设计考虑因素，特别是在PCB级别，这在去除FET中的热量方面起着重要作用。在图1的降压转换器中，Q1在较大的热负载下，因为它同时表现出开关损耗和传导损耗，而Q2仅表现出传导损耗。图 2（布局 A）显示了图 1 （c） 的标准布局的分解图。在热方面，顶层具有更高的电阻路径，用于Q1，因为铜平面被中断C高频.Q2，另一方面，具有透明的铜平面，用于热量有效地扩散到PCB中并最终消散到环境中。此外，可用的过孔更少Q1以避免严重穿孔GND返回路径。因此，布局A对于降压转换器应用来说不是热优化的，需要改进布局以适应没有Q的更高损耗1过热。

　　

　　图 2.电源环路布局的分解视图，其中参考节点和返回路径 （GND） 以绿色突出显示（顶部）。与箭头表示的热流路径相同的俯视图（底部）。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　另一方面，考虑到升压转换器应用，其作用Q1和Q2反转，用Q2具有较高的损耗，在这种情况下，布局 A 表现良好，因为Q2具有较低的热阻。

　　优化降压转换器的布局

　　作为重新排列以热改进布局A以进行降压操作，C高频可以移动到侧面Q2因为两者都连接到GND（图2中的布局B）。这将需要使用第2层作为V高平面，它仍充当 AC 参考平面，并且尺寸 l、w 和 t 保持不变。热Q1现在有一条通往环境的良好路径，因此布局B在降压操作下应该表现得更好，但在升压操作下表现更差，因为Q2现在被阻碍C高频。

　　通过以电容器为中心的布局消除权衡

　　对于需要宽转换器工作范围或双向转换（降压和升压）的情况，布局A或B在热上仅限于一个FET或另一个FET。此外，在这两种布局中，Q1 和Q2紧密放置，因此产生的热量集中在较小的区域。这些问题可以在布局C中通过以下方式解决：C高频介于两者之间Q1和 Q2.在布局 C 中，Q1和 Q2通过图 2 中所示的第 2 层中的交换机节点 （SW） 进行连接。布局C遵循规则以最小化环路电感，虽然传统上将开关和信号节点放置在外层，但对于低阻抗来说并不是必需的。两个节点V高和 V低由于以下原因，处于相同的交流电位C高频因此共同形成交流参考平面，并且不影响环路电感。

　　热优势在于布局C增加了两者之间的间距，并为两者提供了畅通无阻的铜平面。Q1 和Q2.此外，相邻过孔的空间更大，返回平面穿孔更少，开关节点可以被具有潜在EMI优势的直流平面屏蔽。

　　一些可能的缺点，在实践中并不重要，因为当使用单个封装栅极驱动IC时，间隔较远的FET可能需要更长的栅极驱动路径，并且在某些情况下，电容器可能比FET更高，而FET在安装散热器时必须容纳FET。

　　分析与验证

　　为了测试上述设计方案，使用了硬开关转换器，因为它们易于设计和易于理解的行为。在降压和升压操作中比较了三种布局设计的热性能。设计和制造具有每个电源环路布局的相同电路板。电压V高选择在 150 V 时，这是用于Q1 和Q2.转换比率固定为V低/五高= 0.25，这意味着Q1工作在占空比为 0.25 和Q2在0.75。直流电感电流固定在IL= 15 A，因为这接近电感的饱和值，而所选FET的适中值。因此，转换器在所有测试用例中处理562W。开关频率F西 南部= 选择100 kHz以提供真实的FET功耗值。以上测试参数是所进行测试的基线。Q1在降压模式下具有热过载，并且Q2在提升模式下。

　　

　　图 3.a） 损耗模拟结果，b） 开关节点电压 v西 南部用于降压转换器 Q1打开过渡。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　电气仿真和测量

　　为了估计FET中的散热，在LTspice™中进行了电气仿真，其中包括估计的PCB寄生效应。对FET损耗进行了仿真，作为设定频率、占空比和温度的函数。结果如图3a所示。

　　测量开关性能以显示不同布局之间的电感差异。图3b所示的开关波形显示了接通Q1在降压操作期间。可以看出，这三种布局在振铃方面显示出微小的差异，表明对寄生电感的影响很小。

　　散热测试设置

　　热测试在具有受控气流的强制风冷测试箱中进行。图4显示了测试连接和实验设置。对于热测量，在焊盘之间的PCB上钻一个200μm宽的孔，以提供光学热传感器（OPSense® OTG-F传感器）的访问。该传感器具有抗EMI性能，并且具有极小的热质量。

　　

　　图 4.a） 与主板和测试 PCB 的电气连接，用于散热测试。b） 光学传感器测量设置，显示光纤传感器的 PCB 钻孔。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　热仿真模型

　　使用6SigmaET ［4］（一种商用热和CFD软件）进行热仿真，以验证测量的观测结果。PCB布局与所需的所有细节（铜导体，过孔，设备）一起导入软件。代表性数据点用于通过测量进行验证。

　　强制空气对流结果

　　第一组测量是在 400 LFM 气流下对三种布局执行的。从图3所示的降压和升压配置的热仿真结果来看，高端FET上的最高温度表明布局A在升压方面具有热优势，而布局B在降压模式下更有效地散热。

　　

　　图 5.在升压下，布局C的测量（红外和光纤温度传感器）和模拟结果（表面温度）。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　与A和B相比，布局C在最佳操作模式（A在升压模式下，B在降压模式下）具有与A和B相似（5%以内）或更好的热性能，并且在次优操作模式下（A在降压模式下，B在升压模式下）比布局A和B有显着改进。图6显示了降压和升压操作的三种布局的测量Q1和Q2温度。结果表明，布局C在双向操作中没有热损失，而布局A在降压（温度提高10%）和B在升压（温度升高25%）时的热性能显着降低。使用散热器进行的其他测试也得出了类似的结论，由于布局C中更好的冷却效果和更大的Q1和Q2间距，温度较低［5］。

　　

　　图 6.三种布局的测量结果和温升比较摘要。图片由博多的电力系统提供 ［PDF］

　　结论

　　三种布局 A （C高频 与 Q1 相邻），B （C高频 邻近Q2）和 C（介于Q1和 Q2）显示出可比的电气性能，在振铃频率上观察到的微小差异。实验支持这样的假设，即在典型设计条件下，布局A针对升压转换器操作进行了热优化，布局B针对降压操作进行了优化。布局 A 在降压操作下受到热挑战，布局 B 在升压操作下受到热挑战，如果不在最佳模式下运行，则会出现较大的热损失（高峰值温度）。

　　布局 C 提供大而无遮挡的铜平面和更大的间距Q1 和Q2布局C被证明在任何工作条件下都是热可行的，特别适用于各种应用，如逆变器、D类放大器和太阳能优化器，以及双向应用，如电池接口，在测试中观察到的缺点最小。　　

      审核编辑：彭静