交换式电源IC TLV61220的工作原理及应用

上一回我们利用MadisKaal的在线的设计工具示范了MC34063的设计及零件选用的过程，以及在不同特性之间取舍的设计迭代过程。我们在计算涟波电压与输出电容之间的关系时，发现交换频率的增加对于改善输出涟波以及减小电感这两件事都有正面的影响

这一回我们要来介绍比较新的交换式电源IC，来看看当交换频率变高时，设计上会有什么改变。

零件选用

我们以TI的boostconverter零件为例来介绍这次的设计。在TI的网站上，boost converter是放在Power Management→Step-up（boost）regulators→Boost converters之下。在Step-up（boost）regulators这个分类之下，除了Boost converters外，还有另一个类别叫做Boost controllers。

在Step-up（boost）regulators的页面下有一张图，说明了converter与controller的不同：­

Converter就如同我们之前介绍的MC34063A一样，内建开关晶体管，因此只要加上电感和几个外部组件就可以工作，而boost controller指的则是那些需要外加开关晶体管的boost电源控制IC。我们下一回会再详细介绍这种需要外加开关晶体管的boost controller，这一次就让我们先来看看内建开关晶体管的boost converter。

上面这两张图中的电路似乎和我们之前看到的boost电路不太一样，里面少了整流二极管，但多了一颗MOSFET？我们稍后会说明这个差异。

点进boost converters的分类中，再点Products的分页，就可以看到这个分类中完整的产品列表。

TI的产品选择网页提供了很多参数化的筛选方式，帮助用户找到需要的产品（当然，找电源IC最常用的筛选方式就是输入电压、输出电压、输出电流等，因此这个筛选方式做在最容易操作的画面上方）。除此之外，我们也可以用交换频率、最大开关电流、封装方式等更复杂的参数来筛选。我们甚至可以在列表中直接看到每一颗IC在TI的库存量，这对于现在这种半导体零件缺货的乱世来说，是非常有帮助的功能。

TLV61220

这次我们要来当范例的IC是TI的TLV61220，这是一颗最低输入0.7 V，输出可以在1.8 V到5.5 V之间调整的boost converter。这种输入输出电压的IC，通常是设计给单颗锂电池（电压范围3 V–4.2 V）或是一到两颗涅氢电池串联（电压范围1.2 V–2.4 V）为电源、工作电压在3.3 V或5 V的小型电子产品所使用，因此它的设计会很注重效率，尤其是轻载时的效率。

上图是TLV61220在datasheet中的范例电路图。R1和R2是回授电路的分压电阻，用来设定输出的电压。TLV61220的VFB只有0.5 V，不过它并不能设定到这么低的输出电压，它的最低输出电压是1.8 V，而且必需要大于等于输入电压。

有一路追踪本专栏的读者，对于电源电路的回授分压应该已经很熟悉了。VFB跟VOUT之间的关系就是R1和R2上的分压：

VFB= VOUT* (R2 / (R1 + R2) )

TLV61220的VFB是0.5 V，因此VOUT就=0.5 * (R1 + R2) / R2

Datasheet上建议R2要小于500 KΩ，让分压电路上的电流至少有1 uA以维持回授电路的稳定，因此在设定R1和R2时要特别注意。R1和R2的总和太小会增加耗电，而太大会降低回授电路的稳定性，这也是一个设计上需要拿捏的地方。

电路中的C1和C2分别是输入电容器和输出电容器。如同我们之前聊线性稳压电源时说过的，这种比较新的电源IC，都会以ESR较低的陶瓷电容当作搭配的滤波电容，因此不需要太大的电容就可以达到很好的滤波效果，也可以避免在电容充放电时，ESR造成的能量损失。

L1就是交换式电源的储能电感，由于TLV61220的交换频率介于500 KHz到2 MHz之间，算是很高的交换频率，每一次对电感充电的时间就很短，再加上它内部的开关晶体管最大只能耐0.4 A的开关电流，因此相较于上一回介绍的MC34063需要用到100 uH以上的电感，TLV61220只需要4.7 uH的电感就可以工作得很好。

我们知道TLV61220有内建开关晶体管（所以它是converter而不是controller），但是怎么没看到整流二极管呢？

同步整流

我们来看一下TLV61220内部的结构：

我们可以看到TLV61220内部有两颗MOSFET，其中一颗从SW脚接往GND，就是我们介绍过的，boost converter中的开关晶体管。它藉由将电感接地来将来自输入的能量储存于电感里。

另一颗MOSFET旁边有一颗二极管跟它并联在一起，这一颗二极管的位置就是原来整流二极管的位置。事实上它应该是这个N-channel MOSFET的body diode，也就是随着制程而来的、无可避免形成的一个由drain通往source的二极管。

但为什么要放一颗N-channel MOSFET在这里，而不直接放个二极管来整流就好呢？

为了效率。

我们知道任何二极管都会有顺向电压VFOWARD，随着制程不同，这个顺向电压从0.2 V到0.7 V都有可能，而这个电压乘上流过二极管的电流，就是二极管上的能量损耗。对于用电池的小型电子装置来说，任何额外的功耗免则免，因此TLV61220设计了一种叫做「同步整流」（synchronous rectification）的机制，在原来二极管整流电路的地方。

使用二极管整流时，二极管的导通与否纯粹由两侧的电压差来决定：当电感在放电时，二极管处在顺向偏压，它就会导通；当电感在充电时，二极管处于逆向偏压，它就不导通。

因为电感的充放电是由开关晶体管来决定的，所以我们其实知道电感什么时候充电、什么时候放电，因此我们可以用控制开关晶体管的同一个讯号，将它反过来，控制另一颗MOSFET，就可以用另一颗MOSFET来整流；换句话说，当开关晶体管导通、电感充电时，整流晶体管就不导通；当开关晶体管关闭、电感放电时，整流晶体管就导通。这两颗晶体管同步利用同一个讯号的不同极性来运作，因此叫做「同步整流」。

利用MOSFET来整流的好处就是MOSFET没有VFOWARD压降。MOSFET导通时，drain到source之间会像是一个电阻性的组件，而这个电阻就是RDS（On），它的大小由MOSFET的大小来决定，越大颗的MOSFET，RDS（On）就越小，导通时的损失就越低，而二极管不管多大颗，它上面的VFOWARD压降仍然免不了。

因此在追求效率的boost converter上，常常可以看到这种利用MOSFET取代整流二极管的同步整流电路，为的就是要避免整流二极管上的额外损耗。

我们将电感、开关晶体管、同步整流晶体管的相对关系重新画一下，就会变成刚刚前面看到的，boost converter的电路：

整理过后的电路图，两颗晶体管一上一下，因此也有人将开关晶体管称为low-side的晶体管，将整流晶体管称为high-side的晶体管，而控制电路就负责轮流切换high-side和low-side晶体管的导通，并控制duty cycle，来控制输出的电压。

小结

这一次我们以TI的TLV61220为例，说明了比较现代的交换式电源boost converter IC的运作原理、介绍了以整流晶体管取代整流二极管的「同步整流」电路，并解释同步整流电路优于二极管整流的好处。

下一回我们要再回到MC34063上，看看当IC内部的开关晶体管不够大、无法承受我们需要的电流时，要如何利用外加的开关晶体管来设计功率更大的boost converter。

审核编辑：郭婷