基于对高性能信号链中电源纹波影响的概括性概述

作者：John Martin Dela Cruz and Patrick Errgy Pasaquian

在本电源系统优化系列的第1部分中，我们研究了如何量化电源噪声灵敏度，以及如何将这些量与信号链中的实际效应联系起来。有人问：实现高性能模拟信号处理器件卓越性能的真正噪声限值是多少？噪声只是设计配电网络（PDN）的一个可测量参数。如第1部分所述，仅仅关注最小化噪声可能会以尺寸增加、成本增加或效率降低为代价。优化配电网络可以改善这些参数，同时将噪声降低到必要的水平。

本文基于对高性能信号链中电源纹波影响的概括性概述。在这里，我们将深入探讨优化高速数据转换器配电网络的细节。

我们将标准 PDN 与优化的 PDN 进行比较，以了解在空间、时间和成本方面可以获得哪些收益。后续文章将探讨针对其他信号链器件（如RF收发器）的具体优化解决方案。

AD9175双通道12.6 GSPS高速数模转换器的电源系统优化

AD9175是一款高性能、双通道、16位数模转换器（DAC），支持高达12.6 GSPS的DAC采样速率。该器件具有 8 通道、15.4 Gbps JESD204B 数据输入端口;高性能片内DAC时钟乘法器;以及针对单频段和多频段直接到射频 （RF） 无线应用的数字信号处理能力。

图1.AD9175高速DAC的标准PDN，现成的评估板提供。

让我们看一下如何优化此双通道高速DAC的PDN。图1显示了安装在现成评估板上的高速DACAD9175的标准配电网络。PDN包括一个分立式四通道开关ADP5054和三个低压差（LDO）后置稳压器。目标是看看是否可以改进和简化该PDN，同时确保其输出噪声不会导致DAC性能的任何显著下降。

AD9175需要8个电源轨，可分为4组，即：

1 V 模拟（双轨）

1 V 数字（三轨）

1.8 V 模拟（双轨）

1.8 V 数字（单轨）

分析：噪声要求

在进行任何优化之前，我们必须了解这些电源轨的电源灵敏度。我们将重点介绍模拟电源轨，因为它们往往比数字电源轨对噪声更敏感。

模拟电源轨的电源调制比（PSMR）如图2所示。请注意，1 V模拟电源轨在1/f频率区域相对更敏感，而1.8 V模拟电源轨在开关转换器工作频率范围（100 kHz至1 MHz左右）更敏感。

图2.AD9175高速DAC PSMR，采用1 V模拟和1.8 V模拟电源轨。

优化的一种方法是使用带有LC滤波器的低噪声开关稳压器。图 3 显示了在扩频频率调制 （SSFM） 模式关闭的情况下，LT8650S 静音开关稳压器稳压器（带或不带 LC 滤波器）的传导频谱输出。如第1部分所述，SSFM降低了开关频率噪声幅度，但由于三角调制频率，在1/f区域引入了噪声峰值。增加的噪声将超过该电源轨的最大允许纹波阈值，因为1/f噪声已经与该阈值有很小的裕量。因此，在这种情况下不建议使用 SSFM。最大允许电压纹波阈值表示电源纹波电平，超过该电平时，DAC载波信号中的边带杂散高于DAC输出频谱的1 μV p-p本底噪声。®

从这些结果可以看出，开关稳压器的1/f噪声不超过1 V模拟轨的最大允许纹波阈值。此外，一个LC滤波器足以将LT8650S的基波开关纹波和谐波降到最大允许纹波门限以下。

图3.LT8650S传导频谱输出与1 V模拟轨的最大允许纹波阈值的关系。

图4显示了LT8653S的传导光谱输出（带和不带LC滤波器）。图中还显示了1.8 V电源轨的最大允许电压纹波，该纹波不会在AD9175输出频谱的1 μV p-p本底噪声中产生杂散。可以看出，LT8653S的1/f噪声不超过最大允许纹波阈值，LC滤波器足以将LT8653S的基波开关纹波和谐波降到最大允许纹波阈值以下。

图4.LT8653S传导频谱输出与1.8 V模拟轨的最大允许纹波阈值的关系。

结果：优化的 PDN

图5显示了AD9175的优化配电网络。目标是在实现AD9175出色的动态性能的同时，通过图1所示的PDN提高效率，降低空间要求和功耗。噪声目标基于图3和图4所示的最大允许纹波阈值。

优化的配电网络由 LT8650S 和 LT8653S 静音开关稳压器组成，后跟模拟电源轨上的 LC 滤波器。在此 PDN 中，1 V 模拟电源轨由 V 供电输出1LT8650S，后接一个LC滤波器;1 V 数字电源轨直接由 V 供电输出2相同的LT8650S，无需LC滤波器。对于AD9175，数字电源轨对电源噪声不太敏感，因此可以直接为这些供电轨供电，而不会降低DAC动态性能。带LC滤波器的LT8653S直接为1.8 V模拟和1.8 V数字电源轨供电。

表 1 将优化后的 PDN 的性能与图 1 所示的标准 PDN（带有三个 LDO 稳压器的四通道降压开关）进行了比较。优化解决方案的组件面积比标准减少了70.2%。此外，效率从69.2%提高到83.4%，整体功耗节省1.0 W。

图5.针对AD9175高速DAC的优化PDN。

为了验证优化后的PDN的噪声性能是否足以满足高性能规格，对AD9175进行了相位噪声评估，并检查了载波周围边带杂散的DAC输出频谱。1标准PDN和优化PDN之间的相位噪声结果相当，如表2所示。AD9175的输出频谱具有干净的载波频率，没有可见的边带杂散，如图6所示。

图6.AD9175输出频谱（1.8 GHz，–7 dBFS载波），采用优化的PDN。

 

频率偏移	相位噪声 （dBc/Hz）
	标准 PDN（图 1）		优化的 PDN（图 5）
	DAC0	数字转换器1	DAC0	数字转换器1
1.0千赫	–91	–91	–91	–91
10.0千赫	–99	–99	–99	–99
100.0千赫	–110	–110	–110	–110
600.0千赫	–125	–125	–125	–125
1.2兆赫	–134	–134	–134	–134
1.8兆赫	–137	–137	–137	–137
6.0兆赫	–148	–148	–148	–148

 

AD9213 10.25 GSPS高速模数转换器的电源系统优化

AD9213是一款单通道、12位、6 GSPS或10.25 GSPS射频（RF）模数转换器（ADC），输入带宽为6.5 GHz。AD9213支持需要宽瞬时带宽和低转换错误率（CER）的高动态范围频域和时域应用。AD9213具有16通道JESD204B接口，支持最大带宽能力。

图7显示了AD9213高速ADC的标准配电网络（如现成的评估板上所示），由一个LTM4644-1 μModule四通道开关器和两个线性稳压器组成。该解决方案相当节省空间和能源效率，但可以改进吗？如本系列文章所述，优化的第一步是量化AD9213的灵敏度，即实际设置PDN输出噪声限值，以免显著降低ADC性能。在这里，我们将介绍使用两个μModule稳压器的替代PDN解决方案，并将其性能与标准现成解决方案进行比较。®

AD9213 10 GSPS ADC需要15个不同的电源轨，分为四组：

1 V 模拟（三轨）

1 V 数字（6 轨）

2 V 模拟（双轨）

2 V 数字（四轨）

图7.AD9213高速ADC的标准PDN，现成的评估板提供。

分析：噪声要求

我们正在探索的优化解决方案是用两个μModule稳压器（LTM8024和LTM8074）以及单个LDO后置稳压器取代一个LTM4644-1 μModule四通道开关稳压器和两个线性稳压器。

图8.AD9213高速ADC PSMR，1 V模拟和2 V模拟轨，载波频率为2.6 GHz。

图8显示了AD9213在2.6 GHz载波频率下1 V模拟和2 V模拟电源轨的PSMR结果。由于PSMR较低，1 V模拟轨比2 V模拟轨更敏感。

图 9 示出了 LTM8024 （带和不带 LDO 稳压器） 在强制连续模式 （FCM） 下的频谱输出。图中还显示了最大允许电压纹波阈值的叠加图，该阈值不会在AD9213输出频谱的–98 dBFS本底噪声中产生杂散。当直接为1 V模拟电源轨供电时，LTM8024输出的未滤波1/f噪声和基波开关杂散超过允许的最大纹波阈值。

向 LTM8024 添加一个 ADP1764 LDO 后置稳压器可将 1/f 噪声和基波开关纹波及其谐波降至最大允许纹波门限，如图 9 所示。线性稳压器的输入端需要一定的开销电压。在这种情况下，LTM8024使用1.3 V输出至后置稳压器的输入端。该300 mV符合LDO稳压器推荐的裕量电压规格，同时最大限度地降低其中的功率损耗;这比标准解决方案中的500 mV略好。

图9.LTM8024频谱输出与1 V模拟电源轨的最大允许纹波阈值的关系。

解决2 V电源轨问题：图10显示了采用FCM封装的LTM8074 μModule稳压器（带或不带LC滤波器）的频谱输出。还显示了最大允许电压纹波阈值。该阈值表示电源纹波电平，超过该阈值时，ADC载波信号中的边带杂散高于AD9213输出频谱的–98 dBFS本底噪声。这里，与1 V模拟轨类似，稳压器开关杂散在直接为2 V模拟轨供电时超过最大允许纹波阈值。不过，不需要LDO稳压器。相反，LTM8074 输出端上的一个 LC 滤波器将开关杂散降低到允许的最大纹波门限以下。

图 10.LTM8074频谱输出与2 V模拟轨的最大允许纹波阈值的关系

结果：优化的 PDN

图11显示了根据电源灵敏度评估结果优化的配电网络。与标准解决方案一样，它使用三个电源IC;在本例中，LTM8024、LTM8074 和 ADP1764。在此解决方案中，LTM8024 μModule 稳压器 V输出1由ADP1764进行后置稳压，为相对敏感的1 V模拟电源轨供电。1 V 数字电源轨直接由 V 供电输出2的 LTM8024。与AD9175 DAC非常相似，AD9213的数字供电轨对电源噪声不太敏感，因此可以直接为这些供电轨供电，而不会降低ADC动态性能。带有LC滤波器的LTM8074为2 V模拟和2 V数字电源轨供电。

图 11.针对AD9213高速ADC的优化PDN。

表 3 将优化后的 PDN 的性能与标准的现成 PDN 进行了比较。如图7所示，标准PDN使用带有两个LDO稳压器的四通道降压开关。组件面积减少15.4%，效率从63.1%提高到73.5%，整体功耗节省1.0W。

为了验证优化后的PDN的性能，对AD9213进行了SFDR和SNR评估，并通过检查载波周围边带杂散的FFT输出频谱。SNR和SFDR性能显示的结果在数据手册规格限值范围内，如表4所示。图12显示了AD9213的FFT输出频谱，具有干净的载波频率，没有可见的边带杂散。

 

模数转换器参数	评价结果	数据表规格
		最小值	典型值	麦克斯
信噪比 （dBFS）	52.6	50.1	52.3	—
SFDR （dBFS）	72.0	60.0	76.0	—

 

图 12.AD9213（2.6 GHz，–1 dBFS载波）的FFT频谱，使用图11所示的优化PDN。

结论

用于高性能数据转换器的现成评估板设置了配电网络，旨在满足这些信号处理IC的噪声要求。即使在评估板的设计中进行了仔细考虑，配电网络仍有改进的余地。在这里，我们研究了两个PDN：一个用于高速DAC，另一个用于高速ADC。与标准 PDN 相比，我们在空间要求、效率和特别重要的热性能方面进行了改进。可以通过替代设计或当前不可用的设备对某些参数进行进一步改进。请继续关注本电源系统优化系列的更多条目，包括射频收发器的PDN优化。

审核编辑：郭婷