用于5G、仪器仪表和ADEF的宽带接收器

作者：Brad Brannon, Steve Dorn, and Vandita Pai Raikar

从一开始，无线电设计人员面临的最大挑战之一就是带宽的限制。早期，我们的无线电祖先认为，由于探测器的限制，几百kHz以上的频率是没有价值的。像Branly，Fessenden，Marconi和许多其他先驱者一直在为此苦苦挣扎，直到阿姆斯特朗和利维完善了外差技术，通过下变频到探测器可以使用当时技术充分处理的较低频率来打开更高频率的频谱。虽然超外差过程打开了更高的频率，但带宽仍然相对有限。

直到最近几年，处理超过10秒的MHz一直是一个挑战，并且通常仅限于通常采用大规模并行无线电技术的昂贵解决方案。长期以来，人们一直希望简化这一点，并采用一种方法来同时处理尽可能多的带宽。在过去的几十年里，随着半导体工艺和单片模数转换器（ADC）架构的成熟，这种能力已经慢慢发展。从90年代初的适度起步到今天，ADC的直接RF采样能力已从约20 MHz的奈奎斯特带宽增加到AD9213等产品的5 GHz以上。

随着AD9213的推出及其支持的大瞬时带宽，许多新的选择不仅适用于仪器级接收器，也适用于直接RF采样无线电、SIGINT和雷达。

图1.AD9213 12位、10.25 GSPS RF ADC.

典型的GSPS ADC对整体性能提出了独特的挑战，因为它们由多个并行运行的ADC内核构成，以提高净采样速率。这些转换器中的每一个都必须仔细定时和对齐，即便如此，组成转换器之间的小误差也会产生许多频谱伪影。1,2,3此外，ADC必须精确跟踪模拟输入信号，并仔细对其进行采样和数字化处理，以防止正常的线性失真。交错和原始带宽这两个挑战使得宽带宽ADC的设计在需要高保真度的情况下非常具有挑战性，例如在高级无线电和仪器仪表等频谱应用中。

AD9213能够应对挑战，因为通过片内抖动和校准在所有信号条件下均具有出色的线性度，可实现更高频率的操作和性能。CW 输入为 4 GHz 时，NSD 约为 –152 dBFS/Hz，SFDR 通常优于 65 dBc，包括二次和三次谐波。这实现了真正的 5G 仪器级接收器性能。

图2.单音性能。

除了出色的高频性能外，低次谐波的行为也与线性器件的预期非常接近。也就是说，谐波的行为与简单多项式预测的一样，这对于ADC来说是非典型的。4这很重要，因为它可确保在大信号和小信号环境中的高性能。

如图3的功率扫描数据所示，二次和三次谐波遵循基于其输入电平的预测响应，一旦达到测量的本底噪声，在较低的输入电平下就不会有额外的重复。这很重要，因为它允许在选择频率计划时将这些显性杂散置于带外。四阶及以上的虚假乘积并不重要。在外差中，必须仔细规划无线电混频杂散以避免干扰;直接RF采样也是如此。

图3.AD9213二次和三次谐波性能

直接射频采样的优势

RF采样是其他无线电架构的有趣替代方案。从历史上看，数据转换器的功率非常高，以达到适合无线电设计的性能水平。先前的研究表明，对于低成本、低功耗解决方案，像AD9371这样的零中频无线电架构总是名列前茅。很明显，多年来，所有生产手机、蓝牙和类似设备都迁移到这种架构，这是有充分理由的。这些是受约束的带宽系统，但不一定是受约束的性能。对于需要任意窄带宽的系统，零中频架构几乎总是正确的解决方案。然而，在需要任意宽带宽的应用中，如仪器仪表、雷达和宽带通信，直接RF采样一直是目标。在这些应用中，可以理解的是，其他架构提供的一些成本和功率效率被换取更宽的系统带宽。®

因此，当选择RF采样架构时，它被设计为覆盖尽可能宽的带宽，以确保整体无线电性能。AD9213等新型RF ADC设计用于提供超过10 GSPS的超快采样速率和超过8 GHz的采样带宽，从而为许多应用提供直接RF采样。

大多数无线电服务每个频段的分配频率低于75 MHz。使用10 GSPS ADC时，频谱的有效利用率不到奈奎斯特带宽的2%。在一些研究中，直接RF采样的功率效率约为零中频架构的1/2。为了提高无线电应用的整体效率，RF采样提供了一次采样多个频段的可能性。

如图4所示，为了降低带宽要求，中频采样和零中频等传统架构的功耗远低于直接RF采样。只有当带宽接近大约2×零中频或中频采样解决方案功率的最新带宽时，直接RF采样才有意义。另一种看法是，与零中频或中频采样解决方案相比，对于带宽受限的系统，直接RF采样架构的功耗将是任何其他解决方案的≥2×，成本约为两倍。

图4.四个接收路径的功耗与相对带宽（按架构划分）。

在过去的三十年中，噪声频谱密度（NSD）每年的改善约为1 dB，这是从商业设备测量的，从学术评分的论文中略好。5在此期间，重点是交流性能，包括带宽和SNR/谐波。然而，在过去几年中，转换器的性能已经达到了足以满足大多数应用的地步，现在重点已开始从交流性能转向功耗和硅面积（成本）。

图5.高速转换器的历史NSD。

在图6中，采样率绘制在水平轴上，品质因数绘制在垂直轴上。随着时间的推移，更快的转换器被开发出来。在给定时间点接近技术前沿的设备在采样率方面往往处于领先地位，并且历来功耗更高，品质因数 （FOM） 更低。一旦技术前沿超过给定的采样率，该速率的新器件就会显示出改进的品质因数，这意味着更低的功耗、更小的芯片尺寸和更低的成本，从而向架构前沿迈进。根据Murmann的最新数据集，AD9213处于技术前沿，表明未来的同类转换器将表现出更低的功耗和其他优势。

图6.品质因数与采样率的关系。

这种趋势创造了一个有趣的转变。前端的RF功率由物理主导，物理将功率从天线连接器转移到ADC输入，因此不像摩尔定律所指示的数字功能那样具有弹性。因此，随着转换器功率在未来几代中继续下降，占主导地位的功率贡献者将成为放大器，其功耗将大致持平，使ADC的贡献（包括接口）的贡献要小得多，并且正在下降。

图7所示为基本的直接RF采样架构，由一串放大器和适当的滤波组成。正如预期的那样，没有频率转换级，只有用于提高克服ADC内部噪声所需的信号电平的放大器，以及用于防止转换器本身出现意外混叠的宽RF滤波器。

至于过滤，有两种方法。首先，可以应用尽可能宽的滤波器，注意防止混叠。通常，可以创建一个宽带滤波器，提供高达80%的奈奎斯特，并且可以覆盖第一或第二奈奎斯特区，具有良好的性能。在大多数情况下，由于混叠，让通带跨越奈奎斯特区域是不合理的，但在某些情况下，这在明确定义的情况下是合适的。

第二种滤波方法是为ADC提供两个或多个通带。GSPS ADC的一个关键优势是高采样速率有助于非常灵活的频率规划和模拟信号的放置。对于多频段无线电，典型的RF SAW滤波器可以配置在单独的RF放大器上，以分别处理每个频段，然后汇总到ADC中进行采样。如果这些频段中的每一个不混叠到同一频率上，则它们中的每一个都可能落入单独的奈奎斯特区。为每个频段配备单独的放大器，可以针对每个频段优化增益，从而最大限度地减少跨频段脱敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且多频段存在其他选项。

图7.基本的直接射频采样架构。

图8.示例多频段无线电。

在某些情况下，可以单独滤除多个频段，但通过单个RF放大器链进行放大。这样做的好处是，RF链中的功率通过共享单个增益路径来优化。但是，两个频段之间的性能必须以某种方式进行权衡。这意味着，如果一个频段具有需要调整增益的大信号，则会影响另一个频段的性能。在许多情况下，考虑到所需的相对动态范围，这是可以接受的。图 9 中有一个这样的实现。虽然该应用侧重于手机频段，但它很容易适应其他应用，包括宽带仪器，如频谱分析和采样示波器。

图9.简化的多频段射频采样。

其具体实现如图 10 所示。对于这种设计，SAW滤波器的输入和输出匹配网络经过精心设计，以确保在一个频段的谐振处，另一侧的网络显示为开路。应该注意的是，匹配网络包括集总元件以及传输线。通过这种方式，两个不同电路路径之间的相互作用被最小化。

图 10.双声波实现。

通过精心设计，可以从这些网络获得相当好的性能。前向传输特性如图11所示。在这里，每个单独的SAW滤波器的特性得以保留，而不会影响另一个滤波器。在此设计中，频段 1 和频段 3 是平行的。可以选择其他频段或频率范围，该方法仍然有效。

图 11.双频声表面波网络的S21。

至于信号电平规划，应牢记几个问题。使用ADC进行设计时，首先要遵循的规则之一是在ADC前面施加足够的增益，使前端噪声淹没ADC的噪声。虽然ADC不断改进，但ADC的噪声本质上不是高斯噪声，并且可能会在包含它们的任何系统的性能中引起许多问题。4图12显示了折合到ADC输入端的前端噪声差、ADC噪声以及由此产生的对整体噪声的影响之间的关系。一般准则是将前端噪声保持在ADC以上10 dB以上。如果遵循，这将确保ADC对总噪声的贡献仅小于0.4 dB。这可确保系统性能符合预期。

图 12.噪声贡献与噪声差异。

根据AD9213数据手册，典型NSD约为–152 dBFS/Hz。标称满量程为 7 dBm 时，这表示 –145 dBm/Hz。前端热噪声应以 –135 dBm/Hz 为目标，表示增益加 NF 至少为 39 dB。如图10所示，该电路提供43 dB的增益和3 dB的噪声系数，将前端总噪声增加到–128 dBm/Hz。在没有输入条件下，两者之间的差值约为19 dB，以获得最大增益。随着输入信号的增加，由于所用时钟源的抖动，ADC本底噪声会增加几dB。

放大并联SAW滤波器覆盖的两个频段可以提供更多细节。图14显示了左侧背景噪声和右侧近满量程CW信号注入的并排比较。查看宽带本底噪声而不是两个通带，您可以看到当注入大CW信号时，本底噪声略微向右上升。这是由于时钟上的抖动与模拟输入有关。6现在比较两个通带的本底噪声，在两个通带内的本底噪声中没有检测到增加。这是因为当施加大信号时，来自前端的热噪声会淹没ADC本底噪声的增加。如果仔细观察原始数据，可以看到通带的本底噪声增加了约0.3 dB，这相当于图12中的噪声差异为11 dB。

图 13.对完成的无线电进行空中测量。

图13提供了对已完成无线电进行空中测量的示例。因为这是一个非常宽带的无线电，带宽超过2 GHz，滤波最少，所以许多信号都是可见的。频谱的左半部分显示高达约900 MHz的频率，包括高功率FM和电视广播。在此之上，在覆盖2.1 GHz（UMTS频段1）和1.8 GHz（UMTS频段3）的两个SAW滤波器的通带之前可以看到最小频率。波段3由阴影识别，但两个波段都显示出本底噪声的升高，正如通过滤波器的过量前端噪声所预期的那样。由于这些测量是在美国进行的，因此在频段 3 中检测到的很少，但频段 1 捕获了频段 2 的部分下行链路。在此之上，抗混叠滤波器去除任何剩余信号，本底噪声安静。

图 14.之前和之后。

图 15.美国乐队 5.

结论

虽然各种类型的外差无线电继续主导设计，但宽带ADC技术已经成熟到可以用于曾经由频率转换设计主导的广泛应用RF采样的程度。如本文所示，直接采样宽带系统存在新的选项。AD9213等产品引入了远高于2 GHz的高保真数字化的可能性，使其成为需要大瞬时带宽的应用的理想选择，包括示波器、分析仪和宽带/多频段无线电。虽然有人说这在GHz RF频率上是不可能的，但AD9213已经突破了这些障碍，未来几代产品显示出持续改进的前景。转换器产品不断发展和成熟，不断突破性能和效率的界限，使其成为GHz宽带系统的理想候选者。

审核编辑：郭婷