用于产生FM的低功耗IQ调制器

作者：Petrus Stroet and Bruce Hemp

在为通信应用生成模拟或数字FM时，IQ调制器可提供多功能的低功耗解决方案。示例设计将展示如何使用混合信号MCU执行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。证明了 IQ 调制器精度和线性度的重要性。

应用

FM很有用，因为很容易实现高PA效率。在产品层面，应用可以是无线麦克风、耳机和头盔无线电以及手持式 2 分频无线电。

一些数字FM调制方案是连续相位频移键控（FSK），GFSK和M-ary FSK。DMR调制标准在商业2路无线电业务中很受欢迎，它使用窄带4FSK，可以按照此处所述生成。1模拟 FM 可以是宽带 FM 或窄带 FM （NBFM），如下所述。

为什么要使用 IQ 调制器？

存在许多用于生成FM的经典电路技术，例如在VCO或参考振荡器或两者上将调制添加到PLL中。电抗调制是另一种经典方法。这些方法的缺点是，设计变得特定于一个频段以及该频段的单个PLL或电抗调制器。例如，K 的变化维科或PLL环路增益可能有问题。

IQ 调制器方法的优点是：

频率捷变，

固有的面向未来，可适应成为软件定义无线电 （SDR），

可实现出色的调制精度。

生成模拟调频

在此 FM 应用中，IQ 调制器用作精确的 360 度相位调制器。由于相位是频率的时间积分，因此定期更新的相位累加器执行时间积分功能。2

如图1所示，该系统的行为类似于传统的DDS，其中相位累加器寄存器可以递增和递减。3查找表（LUT）包含正弦和余弦函数，从而在精确相位上生成固定幅度的旋转矢量。这个复杂的信号由IQ调制器向上转换，以LO频率为中心。为实现高调制准确度，LTC5599 和 LTC5589 等 IQ 调制器需要差分基带驱动，而 LTC6362 可在所需的 V 下轻松提供厘米= 1.4V。DAC重建滤波器对于衰减由于采样引起的DAC奈奎斯特图像至关重要。通过选择无源LC滤波器技术，我们可以潜在地降低通道外本底噪声。

图1.使用 IQ 调制器生成 FM。

基本的DDS调谐公式可以应用于此应用。请注意，我们正在合成正或负 ΔF，它表示瞬时频率偏差：

哪里：

F外= 复数输出频率，Hz。可以是正频率或负频率。

M = 二进制调谐字。可以是正数或负数。

RefClk = 累加器更新速率，Hz。

N = 相位累加器的长度，位。

通过代入最大调谐字 M=，计算F外揭示调制器输出端的最大瞬时频率偏差。

因为F外在许多FM应用中通常相当低，例如NBFM系统的5.5 kHz，根据上面的DDS公式，对RefClk的要求也相应较低。在许多情况下，整个角度调制过程对于在以RefClk速率中断驱动的混合信号MCU中实现变得切实可行。重要的是，当相位累加器记录溢出或下溢时，相位环绕也是如此，保持相位旋转连续和无缝。这使得精确的直流耦合 FM 成为可能。

音频限制和预加重

用于模拟音频的 FM 发射器通常采用限幅器，以防止 FM 过度偏离并溅入相邻通道。精心设计的系统将利用软限制，以最大限度地减少发生这种情况时的可听失真。

如果接收器没有对高音频频率进行去加重，则接收器输出端的白噪声将是令人反感的。为了弥补这一点，发射器通常在较高频率下利用音频预加重，以获得音频通带上的净整体平坦响应。4

由于 IQ 调制器基本上用作精密移相器，因此有两种基本方法可以实现预加重：

使用相位调制（非 FM）传输音频。这很有效;但是，FM偏差的限制变得稍微复杂一些，因为目标是限制频率偏移，而不是相位偏移。FM 输入对于编码亚可听 CTCSS 或 DCS 信令仍然很有用。5

在使用 RC 网络进行 FM 调制之前预先强调音频。这是一种首选方法，因为偏差限制与频率无关。

无论选择哪种方法，对于所需通带之外的频率，仍然需要额外的低通和高通音频滤波。

带通配置中的FIR滤波器具有完全消除直流频率误差的优点，否则直流频率误差可能会以直流偏移的形式通过ADC。如果需要高中心频率稳定性，这将是一个很好的优势。

智商调节器损伤的影响

IQ调制器损伤分为两大类：LO泄漏和镜像抑制（IR）。

LO泄漏导致FM基带矢量旋转偏离中心摆动，产生与偏差和调制速率相关的AM和杂散产物。一般来说，发生LO泄漏有两种机制：通过调制器IC传导，并在IC周围辐射。整体护盾效果应使后者略低于前者。

镜像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函数。任何一种的退化都会使矢量旋转翘曲成椭圆形，这也会产生与偏差和速率相关的杂散产物。

IQ 调制器（例如 LTC5589/99）具有用于调零 LO 泄漏和镜像抑制的配置。为获得最佳性能，请调整这些寄存器以降低FM失真，并将值保留在非易失性存储器中。随后的测试结果将显示此方法通常可以实现多少改进。

过大的差分基带驱动也会产生不需要的输出杂散产物，通常为3RD顺序和更高。RF输出功率的小幅降低可以大大降低杂散电平，反之亦然。

NBFM的设计示例

对于图1所示的系统，最大FM偏差计算如下：

一个8位ADC驱动一个单位增益FIR滤波器。二进制输出范围= -128 至 +127。

RefClk = ADC 转换速率 = 相位累加器更新速率

= 196 kHz。

N = 11 位

因此，FM 峰值偏差 =

为了减少相位截断杂散，所有 11 个累加器位都映射到 LUT 条目，总共有 2，048 个正弦条目，外加 2，048 个余弦条目。每个条目的宽度为8位，与每个DAC的分辨率相匹配。LUT初始化仅发生一次，在上电时，使用浮点三角函数，具有适当的缩放和舍入以匹配DAC输入范围。同样，这很容易在混合信号MCU的能力范围内。

在本例中，11位累加器比ADC和FIR滤波器的8位输入M长3位。三位是可接受的最小值。对于满量程输入转换，最大相变为 -128 / （211） = -1/16千循环，或 -22.5 度。典型的相变会少得多。最好保持最大相变相对较小，以保持IQ轨迹路径沿恒定功率圆，而不是穿过圆的捷径。

为了加快构建速度，该项目使用了来自类似项目的基带差分放大器和DAC重建滤波器，并已在线记录详细信息。6每个过滤器为 5 个千阶，通带平坦度<< 0.5dB，同时在奈奎斯特镜像频率（190kHz 或更高）下提供至少 35dB 的衰减。

测试结果

上述系统的测试结果（NBFM设计示例）如下所示。IQ 调制器是工厂演示板上的 LTC5599，除多相中心频率寄存器设置为使用中的 LO 频率 439.44 MHz 外，所有寄存器均处于默认状态。

图2.FM 调制器的测试设置。

矢量信号分析仪（VSA）是测试调制精度的理想仪器。对于此测试，VSA用于解调IQ调制器输出，如图2所示。VSA 处于模拟解调模式，显示相对于时间的瞬时 FM，或解调 FM 波形的 FFT。

图3和图4说明了该设计可能实现的出色线性度。在这两个图中，ADC的输入峰峰值幅度保持不变，我们观察到输出调制深度也保持不变。

图5和图6说明了在调整调制器寄存器以最小化损伤之前和之后，模拟FM输出的FFT对于揭示杂散产物至关重要。如前所述，基带驱动幅度略有减小将减少高阶杂散产物。对于许多基本应用，无需调整寄存器。

图7显示目前的频率误差约为96 Hz。这是由于ADC输出端的直流失调误差造成的。在本示例设计中，1 LSB 贡献 ΔF= 196 kHz / 211= 95.7 Hz. 通过在FIR滤波器中加入高通响应，可以消除失调。该图还显示了大约3 Hz rms的总残余FM，即由于LO的实验室级信号发生器。板载单芯片PLL解决方案将展示更多。图中的噪声尖峰是随机出现的，据信是由于ADC失调略大于1 LSB，但小于2 LSB。

图8显示了RF输出功率和频谱。射频输出功率约为+0.6dBm。平均用于显示DAC镜像杂散产物的电平，在本例中约为-70dBc。通过略微增加 RefClk 频率，可以轻松实现进一步的降低。

图3.VSA 提供调制器输出的模拟 FM 解调。用于说明线性度的三角形波形。调频速率= 400Hz。偏差= ±5.3kHz。

图4.调制器输出的另一个VSA解调。FM波形=正弦波，速率= 1kHz，偏差= ±5.3kHz。

图5.VSA FM 解调后 1kHz 正弦波的 FFT。偏差= 5.3kHz。FFT揭示了在NBFM语音应用中可以听到的噪声和失真产物。IQ 调制器增益、LO 泄漏和 IR 寄存器保持出厂默认值。

图6.VSA FM解调后相同信号的FFT，以及调整调制器LO泄漏和IR寄存器后。带内音频杂散下降~15dB。

图7.使用 VSA 模拟 FM 解调在调制器输出端测量的残余 FM 噪声。还显示了由于ADC直流偏移引起的约96 Hz频移。

图8.来自 IQ 调制器的射频输出频谱。迹线平均= 10有助于显示DAC镜像杂散的电平，与载波偏移约±190kHz。

结论

用于模拟 FM 应用的低功耗调制器可实现出色的 FM 调制精度。对于音频等低带宽应用，可以使用MCU来计算FM基带矢量。IQ 调制器内的直流偏移和镜像抑制寄存器允许进行调整以获得最佳性能。

审核编辑：郭婷