防止开关转换器中因输出浪涌引起的启动问题

作者：Fil Paulo Balat, Jefferson Eco, and James Macasaet

在要求降低输出噪声的应用中，开关转换器可能会因输出浪涌过大而遇到启动延迟或根本无法启动。输出浪涌电流是由于输出滤波器设计不当及其影响造成的，可以通过增加软启动时间、提高开关频率或降低输出电容来最小化。本文将介绍防止由于输出浪涌过大而导致的启动问题的实际设计考虑因素。

介绍

许多开关转换器设计都是由严格的输出噪声要求驱动的。对低输出噪声的需求促使设计人员实施繁重的输出滤波，例如在输出端使用多个电容器。随着输出轨两端电容的增加，过大的浪涌电流可能会成为启动期间的一个问题，这可能导致电感饱和或电源开关损坏。

单片开关稳压器的电源开关位于芯片内部，而不是开关控制器。这是负载点开关转换器应用的理想方法，因为它具有更小的PCB尺寸和更好的栅极驱动电路设计等优点。这意味着过流保护成为避免损坏开关和稳压器芯片本身的必要条件。ADP5070双通道、高性能DC-DC单芯片开关稳压器就是一个例子，如图1所示。

图1.采用ADP5070稳压器的开关转换器。

为了防止在输出过载条件下或高电流流过内部开关时启动时损坏，开关稳压器制造商在单片开关稳压器上采用不同的限流技术。尽管存在限流保护，但开关稳压器可能无法按预期正常工作，尤其是在启动期间。例如，打嗝模式作为限流保护时，在输出电容仍完全放电的初始上电时，开关稳压器可能会进入打嗝模式，从而导致更长的启动时间或可能根本无法启动。输出电容可能会拉动过多的浪涌电流，除负载外，还会导致电感电流变高并达到打嗝模式限流门限。

过流保护方案

将电源开关集成在开关转换器内，使限流保护成为一项基本功能。三种常用的限流方案是：恒流限制、折返限流和打嗝模式限流。

恒流限制

对于恒定限流方案，输出电流保持恒定至特定值（I限制） 发生过载情况时。结果，输出电压下降。该方案通过使用逐周期限流来实现，该限流利用通过电源开关的峰值电感电流信息来检测过载情况。

图2.逐周期恒流限制。

图2显示了峰值限流方案在正常和过载条件下降压转换器的典型电感电流。在过载条件下，如 I 所示限制，当检测到的峰值电流大于预定阈值时，开关周期终止。

在恒流限制方案中，输出电流保持在I限制，导致稳压器中的高功率耗散。这种功耗会导致结温升高，这可能会超过热限值。

折返限流

折返限流方案部分解决了恒流限制问题，有助于在故障或过载条件下将晶体管保持在安全的工作区域。图 3 显示了 V 的比较外与我外恒定电流和折返限流方案之间的响应曲线。输出电流的降低（I外），与恒流限制相反，可降低功耗，从而降低开关转换器上的热应力。

图3.V外与我外常数和折返方案的曲线。

该方案的缺点是它不能完全自我恢复。由于其折返特性，并且取决于负载的性质，一旦达到或超过限流阈值，工作点可能会落入向短路工作点的折返区域。这需要重启器件或重新使能器件以恢复正常工作状态。

打嗝模式限流

在打嗝模式限流方案中，转换器开关进入一系列短脉冲脉冲，然后进入休眠时间，因此得名打嗝。一旦发生过载情况，开关转换器将进入打嗝模式，其中休眠时间是指开关在预定义的时间段内关闭。在休眠时间结束时，开关转换器尝试从软启动再次启动。如果电流限制故障清除，器件将恢复正常工作，否则，它将重新进入打嗝模式。

打嗝模式限流方案克服了所讨论的两种过流保护的缺点。首先，它解决了散热问题，因为休眠时间减少了允许转换器冷却的平均负载电流。其次，一旦过载条件消除，它就可以顺利自动恢复。

但是，如果打嗝模式检测器在启动期间处于活动状态，则可能会出现一些问题。除负载电流外，过大的浪涌电流还可能导致电感电流超过电流限制阈值，从而触发打嗝模式并阻止转换器启动。例如，ADP5071反相稳压器的负输出配置为–15 V输出电压和100 mA输出电流，总输出电容约为63 μF，但采用3.3 V电源供电后未启动。负电源轨处于打嗝模式，如图4所示，由大输出浪涌电流触发。电感电流峰值约为1.5 A，超过了约1.32 A的典型限流阈值。

图4.打嗝模式下的反相稳压器ADP5071。

此外，如果由于输出电容较大而导致浪涌过大，转换器的启动时间可能会意外延长，如图5所示。

图5.ADP5070反相稳压器延迟启动。

开关转换器中的电感电流

电感电流平均值

在非隔离式开关转换器中，电感的位置决定了转换器拓扑。由于输入和输出之间有一个共同的接地基准，电感的位置只有三种不同的电源轨：输入、输出和接地电源轨。

请参考图 6 中所示的三种基本交换拓扑。当电感位于输出轨时，拓扑为降压。当它位于输入轨时，拓扑是升压的。当电感位于接地轨时，拓扑结构为反相降压-升压。

图6.基本交换拓扑

在稳态条件下，平均电流（I外轨）必须等于输出电流，因为电容器上的平均电流为零。对于降压拓扑，IL-AVE= I外.但是，对于升压和反相降压-升压拓扑，ID-AVE= I外.

对于升压和反相降压-升压拓扑，电流仅在关断期间流过二极管。因此，我D-AVE= IL-AVE在开关关闭期间。参考图7，得出平均电感电流相对于输出电流。关断期间绿色的矩形区域是平均二极管电流ID-AVE，高度等于 IL-AVE，宽度等于 T关闭.该电流全部进入输出端，因此可以转换为平均宽度为T且高度为I的矩形区域外.

 

图7.升压或降压-升压逆变器的二极管电流。

表1显示了平均电感电流I的摘要L-AVE和开关占空比D.根据公式，当输入电压处于最小值时，电感电流将达到最大值，从而提供最大占空比，并且输出电流处于最大值。

 

电感电流峰值

图8显示了降压-升压逆变器在连续导通工作模式下稳态条件下的电感电压和电流波形。对于任何开关拓扑，电感电流纹波量（∆IL）可以根据理想电感公式2推导出来。

图8.电感电流的“摆动”。

在电感电流呈三角形并表现出恒定变化率的开关转换器应用中，因此具有恒定的感应电压，（∆IL/∆t）可用于电感方程，如重新排列的公式3所示。电感器电流纹波由施加到电感器和电感的电压秒决定。

开关导通时间很容易与占空比和开关频率相关联，如公式4所示。因此，在开关开启期间使用伏秒乘积比在后续公式中使用开关关闭更方便。

表2汇总了三种不同拓扑中的电感电流纹波。伏秒乘积项 t上，基于等式 3，替换为等式 4，项 VL-开启根据拓扑结构，由电感两端的感应电压代替。

 

 

回顾图8中的稳态电感电流，可以观察到电感电流平均值仅位于斜坡的几何中心或波形摆动点∆IL/2.因此，电感电流峰值是电感电流平均值和电感电流纹波的一半之和，如公式5所示。

电容器浪涌电流

电容器的充电电流或位移电流方程在公式6中定义。它指出电流流过电容器与电容器两端的电压变化率相对应。

在为开关转换器选择输出电容值时，应考虑电容充电电流。启动时，假设电容器电压等于零或没有电容器电荷，输出电容器将开始充电并根据总电容和电容器电压的变化率吸收尽可能多的电流，直到电容器电压达到稳态。

开关转换器中输出电压的上升是一个具有恒定斜率的受控斜坡，因此可以简化变化率方程，如公式7所示。输出电压的变化（∆V）对应于稳态时的输出电压，∆t对应于启动期间输出达到其最终值所需的时间，或者通常所说的软启动时间。

如果输出电容过多（C外）或者如果软启动时间较短，则要求稳压器I的电流帽可能太高，这可能会导致转换器操作出现问题。这种大量的电流脉冲称为浪涌电流。图9显示了输出为15 V、10 μF输出电容和4 ms软启动时间的反相降压-升压转换器启动期间的电容浪涌电流和输出电压。

图9.输出电容浪涌电流。

启动时的电感电流峰值

一个简单的升压转换器电路如图10所示。当晶体管开关处于闭合开关状态时，电流流过电感器，而没有电流流过输出轨。它是C的放电阶段外其中放电电流（I帽） 进入输出，而没有一个通过反向偏置二极管。当晶体管的开路开关关闭时，电流ID流过二极管。

图 10.升压DC-DC转换器电路。

根据基尔霍夫电流定律，电流通过输出轨（ID） 必须等于流过输出电容器的电流之和 （I帽）和输出负载（I外).这由公式8描述。

该公式适用于每个充电阶段或电容器两端电压上升时。因此，当输出电容器的初始状态放电或输出电压尚未处于稳态值时，它也适用于开关转换器启动期间。

启动期间的电感电流峰值可以使用公式5定义，包括输出电容引起的浪涌电流的影响。公式 8 将应用于 IL-AVE表 1 中的公式，替换 I外与我外+ 我帽.启动期间的电感电流峰值方程总结于表3。

 

对于三种拓扑中的任何一种，电感电流峰值与I 成正比外.在输出电流方面，输出电容必须设计在满载条件下。

大多数应用要求在输入电压范围内工作。因此，相对于输入电压，降压与其他两种拓扑在电感电流的直流和交流分量电压大小方面存在差异。这可以通过图 11 更好地理解。对于降压转换器，随着输入电压的上升，交流元件电压也会上升。平均电流等于输出电流，因此直流分量电压保持恒定。因此，电感电流峰值在最大输入电压下最大。

图 11.电感电流相对于输入电压。

对于升压和降压-升压逆变器，随着输入电压的上升，交流元件电压上升，但直流元件电压会下降，因为占空比对平均电流的影响，如表1所示。直流分量电压占主导地位，因此电感峰值电流在最小输入电压下处于其最大额定值。在输入电压方面，输出电容的设计必须在降压的最大输入电压和升压和降压-升压逆变器的最小输入电压下进行。

减轻浪涌的影响

输出电容滤波器

如前几节所示，输出端电容过大会导致高浪涌电流，这可能导致电感电流峰值在启动期间达到限流阈值。因此，适量的电容对于实现最小的输出电压纹波，同时保持良好的转换器启动性能是必要的。

对于降压转换器，C之间的关系外峰峰值电压纹波由公式9定义。

对于升压和反相降压-升压转换器，C之间的关系外峰峰值纹波由公式10定义。

请注意，这些方程忽略了寄生元件对电容器和电感器的影响。这些符合转换器的额定规格，可以帮助设计人员限制添加到输出端的电容器。滤波电平和输出浪涌电流的良好平衡是关键考虑因素。

第二级LC滤波器

在某些情况下，输出电压上会出现开关瞬变，如图12所示。如果幅度很大，则输出负载就会成为问题。开关尖峰主要是由输出轨上电流的开关转换引起的，输出轨是升压和降压-升压逆变器的二极管电流。由于PCB铜迹线上的杂散电感，它们可以被放大。由于尖峰的频率远高于转换器的开关频率，因此仅靠输出滤波电容无法降低峰峰值纹波，需要额外的滤波。

图 12.具有开关瞬变的输出电压纹波。

图12显示了升压转换器中电感的周期性开关动作，蓝色迹线表示，输出电压纹波表示黄色迹线。在电感电流的开关转换时，纹波电压内观察到高频瞬变。

Kevin Tompsett的《为开关电源设计第二级输出滤波器》是一篇关于 analog.com 的精彩文章，它提供了有关如何通过二级LC滤波降低高频瞬变的更多见解。

纹波测量

在获得输出电压纹波时，正确的测量方法也很重要。不正确的测量设置可能导致不准确的高压纹波读数，可能导致输出电容器的过度设计。很容易犯这样的错误：在输出端放置过多的电容，以期减少电压纹波，而没有意识到权衡。

Aldrick Limjoco编写的题为“测量开关稳压器中的输出纹波和开关瞬变”的应用笔记应该会有所帮助。

软启动功能

对于升压和反相降压-升压，电感电流的直流分量电压的增加决定了更大的影响。在较低的输入电压下，占空比的增加会导致电感平均电流大幅增加，如表3公式中的（1-D）因子所示，图11也对此进行了说明。这意味着必须显著降低输出电容器的浪涌电流。它是通过增加软启动时间（t党卫军） 在等式 7 中。

图 13.电感电流与软启动时间的关系

大多数开关稳压器（t党卫军）具有软启动功能，该功能是指其能力，以便设计人员可以选择在启动期间调整输出电压的上升时间。改变单个电阻的值通常是调整软启动时间的便捷方法。图13显示了降压-升压逆变器的启动波形。通过软启动时间从4 ms更改为16 ms，电感电流峰值显著降低25%。

提高开关频率

图14显示了改变开关频率（f西 南部).假设占空比D和输出电流是恒定的，则交流分量电压或电感电流∆I。L/2受 f 变化的影响西 南部，而直流分量电压则不是。因此，电感电流峰值成反比，在较高的开关频率下较低。

图 14.影响电感电流峰值的因素

ADP5070：示例

输出电容可以有多大？

ADP5070是一款单芯片、双升压和反相降压-升压稳压器，采用打嗝模式限流方案作为过流保护。一些客户忘记考虑在输出端放置过多电容的权衡，特别是在高占空比工作条件或最小输入电压下。这通常会导致反相输出端的启动问题，因为反相降压-升压稳压器设计的限流阈值低于升压稳压器。

图15可帮助应用工程师了解ADP5070输出端允许的电容大小，以避免启动问题。最大 C外显示与.max I外在不同的输入和输出电压组合上，使用电感峰值电流与输出电流的直接关系，包括表3公式中的浪涌。在考虑最佳V后，这将有助于输出电容器值的设计限制外使用公式9或公式10的纹波性能。

两个图都是根据最短的t党卫军以及稳压器的限流阈值。选择的外部元件具有比稳压器高得多的电流处理能力。换句话说，这些图中的数字肯定会在幅度上增加，如果 t党卫军都增加了。

图 15.最大 C外相对于最大负载电流。

对于需要更高输出负载电流的应用，应考虑ADP5071。ADP5071设计了比ADP5070更高的限流门限，适用于升压和反相降压-升压稳压器。

计算数据与测量数据

图16显示了反相稳压器的电感感应电压和电流的启动波形，而图17中的数据显示了使用表3中的公式计算得出的电感电流数据和测量台数据。

图 16.启动时的电感电流和感应电压。

图 17.电感电流：计算与测量。

数据证明，如果党卫军增加，从而降低电感峰值电流。在 4 毫秒 t 时党卫军，反相稳压器已经达到0.6 A的限流阈值，并且有启动问题的趋势。补救措施是增加党卫军至16 ms，以提供足够的电感峰值电流裕量。

结论

本文表明，在设计开关转换器时，仔细设计输出滤波电容非常重要。充分了解启动期间影响电感峰值电流的因素有助于避免启动问题。升压和反相降压-升压转换器更容易出现这些问题，尤其是那些使用打嗝模式限流方案的转换器。

提供了电感峰值电流与输出浪涌电流之间的直接关系。在设计输出电容时，它将被证明是有用的，同时跟踪电感峰值电流相对于限流阈值。在相同的输出条件下，可以通过增加软启动时间或转换器开关频率来最小化输出浪涌电流。

审核编辑：郭婷