如何设计具有次级侧同步整流的无光耦反激式转换器

本应用笔记解释了使用MAX17690和MAX17606设计具有副边同步整流的无光耦反激式转换器，以实现高效率和更好的热管理。

介绍

在中低功率应用中使用反激式转换器是首选的设计选择，因为反激式转换器简单且成本低。然而，在隔离应用中，使用光耦合器或辅助绕组进行跨越隔离边界的电压反馈会增加元件数量和设计复杂性。MAX17690为无光反激式控制器，无需光耦合器或辅助绕组，在线路、负载和温度变化范围内实现±5%的输出电压调节。

在低输出电压和高输出电流应用中，反激式转换器副边的二极管会消耗大量功率;这种功率损耗会降低转换器的效率。MAX17606为副边同步MOSFET驱动器，有助于用MOSFET代替次级二极管。这提高了效率并简化了热管理。

本应用笔记提供了设计MAX17690 + MAX17606同步反激式设计不同元件的分步步骤。

设计示例

选择以下规格来演示MAX17690和基于MAX17606的反激式转换器的设计计算。图1显示了该应用的典型应用电路。

图1.应用电路。

表 1.设计规格

 

输入电压范围	18V 至 36V
输出电压	5V
最大负载电流	1一
稳态输出电压纹波	输出电压的1%

 

占空比的选择

使用 V英敏和 V最大根据以下公式中选定的规格计算最大占空比，D.max.

哪里：

V以分钟为单位是以伏特为单位的最小输入电压。

V最大输入是以伏特为单位的最大输入电压。

D.max是最大工作占空比。如果计算的占空比> 0.65，则选择 D.max为 0.65p.u。

开关频率选择

使用以下公式计算最大可能的开关频率f西 南部.

对于本应用，开关频率选择为150kHz。R型室温针对所选 f 计算西 南部.

Ω

Ω

选择33.2kΩ的标准电阻。

变压器磁化电感和匝数比

MAX17690和MAX17606专为工作在非连续导通模式（DCM）或边界导通模式（BCM）的隔离式反激式转换器而设计。使用以下公式选择变压器磁化电感（L马格） 用于 DCM 操作。

对于本设计L马格选择为46.4uH，允许公差在L上马格为 ±10%。对于选定的 f西 南部和 L马格，重新计算 D.max使用以下公式：

=0.5p.u

MAX17606设置关断跳变点，并决定次级MOSFET关断的时刻。由于关断点的变化，次级MOSFET导通时间会发生变化。为了保证转换器的DCM工作，以适应关断阈值、磁化电感（±10%）和开关频率（±6%）的变化，请根据以下公式选择匝数比（K）：

=0.177

对于本设计，K被选择为0.18±1%。

电流检测电阻的选择

对于选定的 L马格和 f西 南部，初级峰值电流使用以下公式计算：

=1.28A

峰值限流比较器的阈值电压设定为100mV （典型值）和90mV （最小值）。L的预期公差为±10%马格和 ±6% 在 f 上西 南部，为了在所有工作条件下提供满载功率，请使用下面给出的公式计算检流电阻（R.CS） 值。

= 62.5mΩ

选择62.5mΩ ±1%的标准电阻。

EN/UVLO 和 OVI 电阻分压器的选择

可以选择电阻分压器的值，以使EN/UVLO引脚电压在所需的输入总线电压（V）下超过1.215V （典型值）导通门限开始).相同的电阻分压器可以用一个额外的电阻器（R奥维） 以实现输入过压（V奥维） 保护以及 EN/UVLO 功能，如图 1 所示。当OVI引脚上的电压超过1.215V （典型值）时，器件停止开关。R的预选值为10kΩ奥维:

对于本申请V开始和 V奥维选择为17.5V和36.2V。

选择280kΩ的标准电阻。

R 的选择TC电阻器

由于在此设计中，次级MOSFET始终编程为在输出电压的采样时刻导通，因此无需补偿初级二极管的正向电压温度系数。有关如何选择 R 的详细信息TC电阻 对于其它应用，请参考MAX17690 IC数据资料。

R 的选择在/ 1FB和 R设置电阻器

R型在/ 1FB和 R设置电阻器对输出电压和采样时刻进行编程，以便对输出电压进行适当的采样。使用以下公式计算这些值：

，

以及

使用标准电阻 274kΩ 和 3.74kΩ 的组合来满足所需的 RFB值为 277.7kΩ。

= 166.6kΩ

为此应用选择165kΩ的标准电阻。
实际上，由于变压器二次漏感两端的压降，测得的输出电压可能会偏离目标输出电压。使用以下公式将输出电压重新调整到所需值：

软启动电容器选择

对于所需的软启动时间（t党卫军= 10ms），SS电容器的选择使用以下方法：

= 50nF

本设计选用的软启动电容为47nF。

R 的选择氯乙烯单体电阻器

VCM引脚和SGND之间连接的电阻用于在工作范围内调节内部电路的共模电压。请按照以下步骤选择 R氯乙烯单体正常工作的电阻值。

计算内部比例因子：

从下表中，选择相对于步骤 1 中计算的 Kc 具有相等或更高值的行。为当前设计选择 Kc = 160 的行。

从相应行中选择电阻值作为R氯乙烯单体（R氯乙烯单体=124kΩ）。

初级场效应管选择

MOSFET 选择标准包括最大漏极电压、初级峰值/RMS 电流、导通状态电阻 （RDS（ON））、总栅极电荷（QG）、寄生电容（C开放源码软件），以及不超过结温限值的封装最大允许功耗。MOSFET 漏极看到的电压是输入电压、变压器初级端上反射的次级电压和漏感尖峰的总和。MOSFET 的绝对最大值 VDS额定值必须高于最坏情况下的漏极电压。

“RCD 和 RC 缓冲电路”部分介绍了将漏源电压限制在 V 的缓冲器元件的选择DSmax在上式中选择的值。

MOSFET 中的 RMS 电流可以使用以下公式计算：

在本应用中，FDMS86252器件被选为初级MOSFET以实现高效率。摘自 MOSFET 数据表 RDS（ON）值，MOSFET中的传导损耗可以使用以下公式计算：

对于选定的MOSFET，下面的公式给出了另一个损耗分量，即开关损耗。

根据 MOSFET 数据手册，C开放源码软件在 100V 时为 60pF。

=50毫瓦

使用下式验证MOSFET的最大结温对于计算出的损耗非常重要。

其中 TA 是环境温度，R千（日本）是从结到环境的MOSFET热阻，以及PMOSFET是MOSFET的总损耗。

在这种高效设计中，对于选定的MOSFET，总损耗只占输出功率的很小一部分，其结温在限制范围内。

使用以下公式计算所选MOSFET的IC驱动器损耗：

次级场效应管选择

MOSFET漏极看到的电压是输出电压和变压器次级上反射输入电压的总和。确保最大次级 VDS当初级MOSFET导通时，电压小于60V。MOSFET 的绝对最大值 VDS额定值必须高于最坏情况下的漏极电压。

对于次级MOSFET，RMS电流公式如下：

为了MAX17690 + MAX17606设计在整个工作条件下稳定工作，建议选择RDS（ON）次级 MOSFET 使得当峰值次级电流流过 MOSFET 时，MOSFET 两端的电压（在室温下）大于 100mV。
 

在本申请中，选择STL51N3LLH5作为次级MOSFET。

次级MOSFET中的损耗可以使用初级MOSFET选择部分中提供的损耗方程计算，并且可以验证最大结温是否在限值范围内。

RCD 和 RC 缓冲电路

理想情况下，在 MOSFET 关断期间，初级外部 MOSFET 会经历一个漏源电压应力，该应力等于初级绕组两端的输入电压和反射电压之和。实际上，电路中的寄生电感和电容器（例如反激式变压器的漏感）除了理想预期的电压应力外，还会导致电压过冲和振铃。缓冲电路用于将电压过冲限制在外部 MOSFET 额定电压范围内的安全水平。典型的RCD缓冲电路和相关波形如图

2

和

图3

所示。

使用以下公式计算缓冲器分量：

哪里

缓冲二极管的额定电压为：

RC元件值选择为60.4kΩ，2.2nF。

图2.带 RCD 箝位的波形。


图3.RC 和 RCD 箝位电路。

RCD箝位仅限制初级MOSFET上的最大电压应力，但漏极节点上Llk和Cpar相互作用引起的振铃不会受到阻尼。由于MAX17690使用漏极电压信息对输出电压进行采样，因此在NDRV下降后350ns内抑制振铃非常重要。在这种振铃占主导地位的设计中，放置在变压器初级绕组上的RC缓冲器可以抑制这种振铃。使用以下步骤设计有效的 RC 缓冲器：

从漏极节点电压测量振铃时间段。

添加从 100pF 开始的测试电容，直到振铃的时间段为 1.5 至 2 x t1.对于增加的电容CD，测量新的振铃时间段：

使用以下公式计算漏极节点电容：

使用以下公式计算漏感：

现在，使用以下公式计算 RC 缓冲器值：

R型c和 Cc选择的值为 47Ω 和 220pF。

RTOFF 电阻器的选择

MAX17606 IC数据资料解释了R的详细信息托夫要求和选择。对于新设计，假设所需的最小消隐时间为1.5μs。R 的值托夫对应的消隐时间为145kΩ。大多数设计可以选择147kΩ的标准电阻，以检查振铃时间并确定R的实际值托夫.

基于实际振铃时间（tR）在

图4

所示的次级MOSFET漏极节点上，新值为R托夫可以使用以下公式进行选择：

，其中 R托夫以 kΩ 和 t 为单位R在 NS 中。

图4.同步 MOSFET 导通期间的次级波形。

R 的选择DRN电阻器

MOSFET漏极节点和MAX17606的DRN引脚之间连接电阻决定次级MOSFET关断时刻。使用

图5

所示的等效电路可以得出以下公式，该电路描述了MOSFET和MAX17606相关元件的各种参数。

哪里：

L流浪是MOSFET封装的引线电感（各种封装的引线电感见表2）。

V旅行： V旅行对于f ，应选择为 0mV（对应于零次级电流瞬时）西 南部= 100kHz 和 -6mV 对于 f西 南部> 100kHz。这确保了基于MAX17690 + MAX17606的设计的正确输出电压采样和稳定工作。

图5.MAX17606的等效电路

表 2.不同 MOSFET 封装的杂散电感

 

S.No	包	杂散电感 （nH）
1	东风	0.5
2	NL	1.8
3	SO-8， 动力包®	1.8
4	德帕克	2.7
5	D2PAK	5.2

 

在实际应用中，由于比较器电路的延迟和MOSFET关断时间（t关闭，在 MOSFET 数据手册中给出），RDRN上面给出的公式不能预测确切的关断时刻。下面给出的公式包括这些延迟，并确定关断时刻：

哪里：

， t延迟可以使用表3计算。

表 3.MAX17606关断延迟

 

S.No	（毫伏/μ秒）	t延迟（新秒）
1	100.00	41
2	66.67	45
3	44.44	47
4	29.63	53
5	19.75	56
6	13.17	63
7	8.78	65
8	5.85	80

 

对于本设计：

毫伏

= 2.47kΩ

选择2.49kΩ的标准电阻作为DRN电阻。

短路保护

MAX17690提供打嗝方案，在输出短路条件下保护和降低电路功耗。出现失控电流限值或输出电压低于调节电压的70%时，将触发打嗝模式，通过立即暂停开关16，384个时钟周期来保护转换器。失控限流比较器的阈值电压设定为120mV （典型值）。

最小负载要求

MAX17690采样初级MOSFET关断时输出电压反馈，并将“导通时间”期间存储的能量输送至次级。因此，必须切换外部MOSFET以对反射输出电压进行采样。由于默认开关，在空载条件下向输出电容器输送的能量最小。通过连接固定电阻器，可以在输出端轻松提供这种小的最小负载。在没有最小负载或小于“最小负载”的负载的情况下，输出电压上升到更高的值。为了保护这种情况，可以在输出端安装一个具有适当击穿电压额定值的齐纳二极管。应注意确保齐纳击穿电压在稳态和瞬态条件下均在输出电压包络之外。

在理想的电路工作条件下，MAX17690设计用于调节输出电压，输出端为满载额定电流的1%。对于非理想性，在大多数设计中，调节输出电压所需的电流小于满载额定电流的2%。

注：更多信息请参考MAX17690 IC数据资料。

齐纳和串联电阻选择

如果预加载不可接受，齐纳击穿比输出电压高 10% 至 15% 的齐纳二极管可以作为最小负载。对于5V输出电压，齐纳击穿（V齐纳BR） 被选为 5.6V。齐纳二极管在空载时的最大功耗计算公式为：

我在哪里最小加载是所需的最小负载。

在本设计中，满载电流的2%为20mA。

本设计选用5.6V、0.5W MMSZ5232B齐纳。与齐纳串联的电阻是根据齐纳击穿电压和所需的空载输出电压计算的。

对于本设计，绝对空载时的输出电压设定为6V。

选择22Ω的标准电阻。

该电阻的功耗由下式给出：

输入电容选择

对于 DC-DC 应用，X7R 陶瓷电容器因其稳定性以及在整个温度范围内的低有效串联电阻 （ESR） 和有效串联电感 （ESL） 而成为首选。输入电容的最小值表示为：

考虑到最小电源电压上的纹波为2%，输入电容为：

=3.3μF

考虑到直流偏置，本设计使用了两个2.2μF、100V 1210电容器。

输出电容器选择

选择输出电容以将输出电压骤降限制在输出电压的3%，达到额定输出电流的50%负载阶跃，使用以下公式。基于MAX17690的转换器的推荐带宽介于西 南部/20和 f西 南部/40.对于本设计，带宽选择为7kHz。

从直流偏置特性来看，100μF、6.3V 1210 电容器在 5V 时可提供 43mF。因此，本设计选择了两个100μF、6.3V 1210电容器。

输出电压纹波由大容量电容和ESR（R红沉降率） 的输出电容。使用陶瓷电容器时，在大多数情况下可以忽略ESR纹波。对于高纹波电流铝电容器，电容计算从最大可接受的纹波电压开始，以及如何在ESR阶跃和大容量电容提供的纹波之间划分该纹波。

对于总纹波电压的1%贡献，输出电容的ESR应为：

对于总纹波电压的1%贡献，大容量电容应为：

环路补偿

环路补偿值计算如下：

负载极 

=

=740.1Hz

Rz= 4.39kΩ

选择4.3kΩ的标准电阻。

选择47nF的标准电容器。

=

= 493pF

选择470pF的标准电容器。

注意：当输出电容的ESR零点很大时，补偿器极电容（Cp） 以取消 ESR 零点。

印刷电路板指南

仔细的PCB布局对于实现任何电源设计的稳定运行都至关重要。请遵循以下准则以获得良好的PCB布局：

保持承载脉冲电流的路径的环路面积尽可能小。在反激式设计中，由 V 创建的环路在旁路电容、变压器初级绕组、MOSFET 开关和检测电阻至关重要。同样，MOSFET栅极从INTVC电容到MOSFET和检测电阻的源极切换的高频电流路径也至关重要。

INTVCC旁路电容应直接连接在MAX17690的INTVCC和PGND引脚上。

应在 V 两端连接一个旁路电容器在和SGND引脚，应放置在MAX17690附近。

IC的裸焊盘应直接连接到MAX17690的SGND引脚。裸露焊盘还应通过裸露焊盘下方的热通孔连接到其他层中的SGND平面，以便热量流向大的“信号接地”（SGND）平面。

R型FB电阻走线长度应尽可能小。

来自INTVCC 电容器和 SGND 平面的 PGND 连接应星形连接在检流电阻的负端。

正确检测次级MOSFET两端的漏源电压对于MAX17606至关重要。R型DRN应将开尔文连接到同步MOSFET的漏极。MOSFET的源极引脚也应与MAX17606 GND引脚开尔文连接。

连接 R托夫电阻直接在TOFF引脚和MAX17606 GND引脚之间。返回路径不应连接到接地层。

审核编辑：郭婷