复杂的RF混频器、零中频架构和高级算法

作者：Dave Frizelle and Frank Kearney

复杂混频器、零中频架构和高级算法开发之间存在有趣的相互作用。本文的目的是建立每个的基本原理：操作原则及其在系统设计方面提供的价值，然后讨论三者的相互依赖性。

射频工程通常被认为是电子学的黑艺术。它可以是数学、力学的奇怪组合，在某些情况下，只是反复试验。它让许多优秀的工程师感到不安，而许多其他人则满足于理解结果而不是细节。许多现有的文献直接跳入理论和数学解释，而没有建立基本概念。

揭开复杂RF混频器的神秘面纱

图1概述了上变频器（发送器）配置中的复数混频器。两条带有独立混频器的并联路径从相位偏移 90° 的公共本振馈送到其中一个混频器。然后将独立输出相加到求和放大器中，以产生所需的RF输出。

图1.复杂变送器的基本架构。

该配置有一个非常有用的应用程序。如图2所示，假设我们仅在I输入上馈送音调信号，而Q输入未驱动。假设I输入端的音调频率为x MHz，I路径中的混频器产生LO频率±x的输出。由于Q输入端没有信号，其路径中的混频器产生空频谱，I混频器的输出直接传递到RF输出端。

图2.I 路径分析。

或者，假设频率x的信号音仅应用于Q输入。Q 混频器反过来产生具有 LO 频率 ±x 音调的输出。在I输入未施加任何内容的情况下，其混频器输出被静音，Q混频器的输出直接进入RF输出。

图3.Q 路径分析。

乍一看，图2和图3的输出似乎是相同的。但是，有一个关键的区别，即相位。如图4所示，假设我们对I和Q输入应用相同的音调，并且输入通道之间存在90°相移。

图4.同步 I 和 Q 信号路径分析。

如果我们仔细观察混频器的输出，我们会发现LO频率加上输入频率的信号是同相的，而在LO频率减去输入频率下产生的信号是异相的。这导致LO上侧的音调增加，而下侧的音调取消。在没有任何滤波的情况下，我们去除了一个音调（或边带），并创建了一个完全位于LO频率一侧的输出。

图4所示的例子中，I信号领先Q信号90°。如果配置发生变化，使得Q信号领先I信号90°，那么我们可以期待类似的求和和抵消，但在这种情况下，所有信号都将出现在LO的下侧。

图5.音调位置取决于 I 和 Q 相位关系。

图5显示了复杂变送器的实验室测量结果。左侧显示了I领先Q 90°时的测试用例，导致输出音调位于LO的上侧。图5的右侧显示了交换后的关系，因此Q现在领先I90°，产生的输出音位于LO的下侧。

理论上，应该有可能将所有能量仅放在LO的一侧。然而，如图5中的实验室实验结果所示，实际上可能不会发生完全抵消，从而在LO的另一侧留下一些能量，称为图像。另请注意，存在LO频率处的能量，称为LO泄漏或LOL。其他能量在结果中也很明显——这些是所需信号的谐波，本文不讨论。

为了实现完美的图像消除，I和Q混频器的输出必须具有完全相同的幅度，并且在LO的镜像侧彼此之间正好是180°的异相。如果不满足相位和幅度要求，则求和/消除过程（如图4所示）变得不完美，镜像频率处的能量将保持不变。

影响

使用传统的单混频器架构可产生LO±产品。在传输之前，通常需要通过添加带通滤波器来移除其中一个边带。滤波器滚降必须能够消除不需要的图像信号，而不会影响所需的信号。

图6.单混音器图像过滤器要求。

图像和所需信号之间的间距直接影响滤波器要求。在间距较大的情况下，可以使用具有温和滚降的简单低成本过滤器。如果间距较窄，则设计必须实现具有尖锐响应的滤波器;通常采用多极点或SAW滤波器。因此，正确的做法是，图像和所需信号之间必须保持间距，以便在不影响所需信号的情况下对图像进行滤波，并且间距与滤波器的复杂性和成本成反比。此外，如果LO频率可变，滤波器的频率必须可调谐，这进一步增加了滤波器的复杂性。

图像和所需信号之间的间距将由我们应用于混音器的信号决定。图6中的示例显示了一个10 MHz带宽信号，距离直流10 MHz。混频器产生的输出将镜像置于距离所需信号20 MHz的位置。在这种配置中，为了在输出端实现10 MHz的所需信号频谱，我们必须有一个20 MHz的基带信号路径到混频器。10 MHz的基带带宽未使用，混频器电路的数据接口速率高于所需速率。

回到图5所示的复数混频器，我们知道其架构无需外部滤波即可消除镜像。此外，在零中频架构中，我们可以优化效率，使信号路径处理带宽等于所需信号的带宽。图 7 显示了如何实现此目的的概念图。如前所述，如果 I 领先 Q 90°，则仅在 LO 的上侧有一个输出。如果Q领先I90°，则仅在LO的下侧有一个输出。因此，如果产生两个独立的基带信号，其中一个设计为仅产生上边带输出，另一个设计为仅产生下边带输出，则可以将它们相加为基带并应用于复数发射器。结果将是一个输出，在LO上方和下方出现不同的信号。在实际应用中，组合基带信号将以数字方式产生。图 7 中显示的求和节点仅用于说明这一概念。

图7.零中频复数混频器架构。

零中频股息

使用复数发射器生成单个边带输出在去除镜像所需的RF滤波方面具有显著优势。但是，如果图像消除性能足够好，使图像可以忽略不计，我们可以通过在零中频模式下使用它来更多地利用该架构。 零中频允许我们获取专门创建的基带数据，并产生RF输出，并在LO的两侧出现独立信号。图 8 说明了如何完成此操作。我们有两组I和Q数据，其中每组都是独立的，并使用符号数据进行编码，这些数据可以在接收器处相对于参考载波的相位进行解码。

图8.仔细研究零中频复数混频器配置中的I/Q信号。

初步观察表明，Q1领先I190°，两者的幅度匹配。同样，I2领先Q290°，它们的幅度也匹配。独立信号组合在一起，使 I1 + I2 = SumI1I2 和 Q1 + Q2 = SumQ1Q2。求和的I和Q信号不再表现出相位和幅度相关性 - 它们的幅度并不总是相等，并且它们之间的相位关系变化。混频器产生的输出将I1/Q1数据放在载波的一侧，将I2/Q2数据放在载波的另一侧，如前所述，如图7所示。

零中频的使用通过将独立的数据块直接相邻地放置在LO的两侧来补充复杂发射器的优势。数据处理路径带宽永远不会超过RF数据带宽。因此，从理论上讲，在零中频架构中使用复杂的混频器提供了一种无需RF滤波的解决方案，同时还优化了基带功率效率，从而降低了单位不可用信号带宽的成本。

到目前为止，本文的重点一直是用作零中频发射器的复数混频器。同样的原理反向工作，复杂的混频器架构可以用作零中频接收器。上述发射器的优点同样适用于接收器。使用单混频器接收信号时，必须首先使用RF滤波器滤除镜像频率。在零中频工作模式下，无需担心镜像频率，高于LO的信号将独立于低于LO的信号接收。

一个复杂的接收器如下所示。输入频谱适用于I和Q混频器。一个混频器以LO驱动，另一个以LO + 90°驱动。接收器的输出为I和Q。在接收器的情况下，根据经验证明给定输入的输出是什么样子并不容易，但如果输入的音调高于LO，如图所示，I和Q输出将处于（音调-LO）频率，并且I和Q之间将有一个预期的相移，其中I领先Q。类似地，如果输入的音调低于LO，I和Q输出将再次处于（LO – 音调）频率，但这次Q将引导I。通过这种方式，复数接收器可以区分高于LO的能量和低于LO的能量。

复数接收器的输出将是代表在LO上方接收的频谱的I/Q信息和代表在LO以下接收的频谱的I/Q信息的总和。这个概念在前面已经针对复数发射器进行了描述，其中求和I和求和Q信号施加到复数变送器。在复数接收器的情况下，接收求和I和求和Q信息的基带处理器将能够使用复数FFT轻松区分高频和低频。

图9.零中频复数混频接收器配置。

当接收到求和的I和求和的Q信号时，有两个已知信号 - 求和I信号和求和Q信号 - 但有四个未知数，即I1，Q1，I2和Q2。因为未知数多于已知数，因此似乎无法解决I1，Q1，I2和Q2。然而，众所周知，I1 = Q1 + 90°和I2 = Q2 – 90°，有了这两个额外的已知值，现在可以使用接收到的求和I和求和Q信号求解I1、Q1、I2和Q2。事实上，我们只需要求解I1和I2，因为Q信号只是具有±90°相移的I信号的副本。

局限性

在实践中，复杂混频器的性能一直难以完全消除图像信号。这种限制可以被认为是对无线电架构设计有两个明显的影响。

即使存在性能限制，复杂中频也确实带来了实实在在的好处。我们来考虑图 10 中的低 IF 示例。接受性能限制，我们仍然会看到图像。但是，该镜像与单混频器设计相比衰减很大（见图6）。虽然复杂的混频器仍然需要滤波器，但滤波器配置文件可以更加宽松，其实现更简单，成本更低。

图 10.复杂混合器的实际实现。请注意衰减的图像。

滤波器复杂度与图像和所需信号之间的距离成反比。如果我们采用零中频配置，则该距离变为零，并且图像位于所需的信号频带内。零中频理论的实际应用一直举步维艰，导致带内镜像电平使性能下降到超出可接受的水平（见图11）。

图 11.零中频实施限制。

复数发射器和接收器的原理仅在满足I和Q数据路径的相位和幅度要求时才成立。信号路径中的不匹配将导致LO两侧的镜像信号无法准确抵消。此类问题的示例如图 10 和图 11 所示。在不使用零中频的情况下，可以使用滤波来删除图像。但是，如果要使用零中频架构，则不需要的图像直接落在所需信号的频谱范围内，如果图像功率足够大，则会发生故障情况。因此，使用零中频和复数混频可以提供最佳的系统设计解决方案，但前提是设计能够消除沿信号路径的幅度失配相位。

高级算法支持

复杂混频器架构的概念已经存在多年，但在动态无线电环境中满足相位和幅度要求的挑战限制了其在零中频模式下的使用。ADI公司通过结合智能芯片设计和高级算法克服了这一挑战。该设计接受将存在信号路径损伤;然而，这些通过智能硅设计被最小化。剩余的缺陷通过自优化正交纠错（QEC）算法进行校准。图 12 提供了一个概念性概述。

图 12.先进的 QEC 算法和智能芯片设计，支持零中频架构。

在AD9371等ADI收发器器件上，QEC算法位于片内ARM处理器中。它始终了解硅信号路径、调制射频输出和输入信号。它利用这些知识以受控的预测方式智能地调整信号路径配置文件，而不是下意识的反应方式。算法性能如此之好，可以最好地描述为以数字方式辅助模拟信号路径的性能。®

动态QEC校准算法只是ADI收发器内部驻留和运行的高级算法的一个例子，尽管是一个突出的例子。LO泄漏消除等其他器件并存，并将零中频架构提升到最佳性能水平。虽然这些第一代收发器算法主要用于技术支持，但第二代收发器算法（如数字预失真（DPD））不仅提高了收发器的性能，而且提高了整个系统的性能。

所有系统都有限制其性能的缺陷。第一代算法主要侧重于校准片上限制，而下一代算法则利用算法的智能来补偿收发器外部的系统性能和效率限制。示例包括 PA 失真和效率（DPD 和 CFR）、双工器性能 （TxNc） 和无源互调问题 （PIM）。

结论

复杂混频器已经存在多年，但它们提供的镜像抑制性能不允许它们在零中频配置中使用。智能芯片设计和高级算法的结合消除了以前阻碍零中频架构在高性能系统中适应的性能障碍。由于消除了性能限制，零中频架构的使用在滤波、功耗、系统复杂性、尺寸、热量和重量方面节省了成本（Brad Brannon的早期文章中广泛讨论了该主题）1).

对于复数混频器和零中频，我们可以将 QEC 和 LOL 算法视为启用函数。然而，随着算法开发范围的扩大，它为系统设计人员提供了更高的性能水平，使他们能够在无线电设计中具有更大的灵活性。他们可能会选择增强的性能，但他们也可以使用算法获得的增益来补偿其无线电设计中成本或尺寸较低的组件。

审核编辑：郭婷