ZIF架构的优势及为无线电设计带来的新的性能水平

零中频（ZIF）架构从无线电的早期就已经存在。如今，ZIF 架构几乎可以在所有消费无线电中找到，无论是电视、手机还是蓝牙技术。这种广泛采用的关键原因是，它一次又一次地被证明可以提供任何无线电技术中成本最低、功耗最低、占用空间最小的解决方案。从历史上看，此体系结构一直被要求高性能的应用程序所保留。然而，随着我们周围对无线的需求不断增长以及频谱的迅速拥挤，为了继续在支持我们无线需求的基础设施中经济地部署无线电，需要进行变革。当代零中频架构可以满足这些需求，因为通常与这些架构相关的许多损伤已经通过过程、设计、分区和算法的组合得到解决。ZIF 技术的新进展挑战了当前的高性能无线电架构，并推出了具有突破性性能的新产品，以实现以前 ZIF 无法企及的新应用。本文将探讨ZIF架构的诸多优势，并介绍它们为无线电设计带来的新的性能水平。

无线电工程师的挑战1

当今的收发器架构师面临着越来越多的需求的挑战，这些需求是由我们对无线设备和应用不断增长的要求驱动的。这导致持续需要访问更多带宽。

多年来，设计师已经从单载波无线电转向多载波无线电。当频谱在一个频段中被完全占用时，将分配新的频段;现在必须提供40多个无线频段。由于运营商在多个频段拥有频谱，并且必须协调这些资源，因此趋势是载波聚合，载波聚合导致多频段无线电。这一切都导致更多的无线电，具有更高的性能，需要更好的带外抑制，改善辐射和更低的功耗。

虽然对无线的需求正在迅速增加，但功率和空间预算却没有。事实上，随着节约电力和空间的需求不断增加，减少碳足迹和物理足迹都非常重要。为了实现这些目标，需要对无线电架构和分区有一个新的视角。

集成

为了增加特定设计中的无线电数量，必须减小每个无线电的占用空间。传统的方法是逐步将越来越多的设计集成到一块硅片上。虽然从数字角度来看这可能是有意义的，但为了集成而集成模拟功能并不总是有意义的。其中一个原因是无线电中的许多模拟功能无法有效集成。例如，传统的IF采样接收器如图1所示。IF采样架构有四个基本阶段：低噪声增益和RF选择性、频率转换、IF增益和选择性以及检测。为了提高选择性，通常使用SAW滤波器。这些器件无法集成，因此必须脱离片外。虽然RF选择性由压电或机械器件提供，但偶尔LC滤波器用于IF滤波器。虽然LC滤波器偶尔会集成在单片结构上，但滤波器性能（Q和插入损耗）的折衷以及数字化仪（检测器）采样速率所需的提高都会增加整体耗散。

数字化仪（模数转换器）必须采用低成本CMOS工艺，以保持合理的成本和功耗。虽然它们肯定可以在双极工艺上制造，但这会导致更大和更耗电的器件，这与尺寸优化背道而驰。因此，标准CMOS是此功能所需的工艺。这对于高性能放大器的集成，尤其是IF级来说是一个挑战。虽然放大器可以集成在CMOS工艺上，但很难从针对低功耗和低电压优化的工艺中获得所需的性能。此外，将混频器和IF放大器集成在片上需要级间信号在数字化之前从片外路由以访问IF和抗混叠滤波器，从而放弃了集成的大部分优势。这样做会适得其反，因为它会增加引脚数和封装尺寸。此外，每次关键模拟信号通过封装引脚时，都会在性能上做出妥协。

图1.传统的中频采样接收器。

最佳的集成方法是对系统进行重新分区，以消除无法集成的项目。由于SAW和LC滤波器无法有效集成，因此最好的选择是通过重新架构来确定如何摆脱它们。图2显示了一个典型的零中频信号链，该信号链通过将RF信号直接转换为复基带来实现这些目标，完全无需IF滤波器和IF放大器。选择性是通过在I/Q基带信号链中引入一对低通滤波器来实现的，该滤波器可以集成为有源低通滤波器，而不是片外损耗固定IF器件。传统的中频SAW滤波器或LC滤波器本质上是固定的，而这些有源滤波器通常可以在数百kHz范围内到数百兆赫兹进行电子调谐。改变基带带宽允许同一器件覆盖很宽的带宽范围，而无需更改物料清单或在不同的固定IF滤波器之间切换。

 

图2.典型的零中频采样接收器。

虽然从图中看并不直观，但零中频接收器也可以通过改变本地振荡器来覆盖非常宽的RF频率范围。零中频收发器提供真正的宽带体验，典型覆盖范围从几百兆赫兹到大约 6 GHz。如果没有固定滤波器，就可以使用真正灵活的无线电，从而大大减少并可能消除开发无线电设计频段变化所需的工作量。由于采用了灵活的数字化仪和可编程基带滤波器，零中频设计不仅提供了高性能，而且在采用宽频率和带宽范围方面具有极大的灵活性，同时保持几乎平坦的性能，而无需针对每种配置优化模拟电路（如滤波器），这是真正的软件定义无线电（SDR）技术。这也大大增加了占用空间的减少，因为消除了必须覆盖多个频段的应用的滤波器组。在某些情况下，RF滤波器可能会被完全消除，从而引入完全宽带的无线电，几乎不需要任何努力来改变频段。通过消除某些器件并集成其他器件，零中频设计所需的PCB尺寸大大减少，不仅简化了重新绑带过程，而且还减少了在需要时更改外形尺寸的工作量。

占地面积最小

直接比较每种架构的PCB面积（图3和图4）表明，对于双接收路径，合理实现的相应PCB面积为2880 mm2（18 mm × 160 mm） 用于 IF 采样和 1434 mm2（18 mm × 80 mm）用于零中频采样。不包括可能消除RF滤波器和其他简化，2与当前的中频采样技术相比，零中频架构可将无线电占用空间减少多达50%。未来一代设计可以通过额外的集成使这些节省加倍。

图3.典型的中频采样布局。

图4.典型的零中频采样布局。

最低成本

从直接物料清单的角度来看，从中频采样系统迁移到零中频架构可节省33%。成本分析总是很困难。然而，对图1和图2的彻底检查表明，许多分立器件被省略，包括IF和抗混叠滤波，并且集成了混频器和基带放大器。不明显的是，由于零中频接收器固有地提供传统中频采样架构所没有的带外抑制，因此整体外部滤波要求大大降低。零中频架构中有两个因素推动了这一点。第一种是有源基带滤波器，它同时提供带内增益和带外抑制。第二种是高采样速率低通Σ-Δ转换器，用于数字化I/Q信号。有源滤波器减少了带外分量，而ADC的高采样速率将混叠点移动到足够高的频率，因此不需要外部抗混叠滤波（因为有源滤波器已充分抑制信号）。

图5.有源基带滤波器和ADC。

如图5所示，通过将基带信号施加到有源滤波器，高频成分被滚降。然后，ADC对低通滤波器的任何残余输出进行数字化并最终滤波。级联结果如图 6 所示。该图显示了有源滤波器和Σ-Δ型ADC复合效应下的典型接收器性能。此处显示的是带内和带外功率的典型3 dB降敏。请注意，带外性能在没有任何外部滤波的情况下有所改善。

对于类似的性能水平，中频采样接收器依靠分立式中频滤波（如SAW技术）来实现选择性和带外信号保护，并防止宽带信号混叠和噪声混叠回到带内。还必须保护中频采样架构免受其他不需要的混频器术语的影响，包括半中频项，这会增加RF和IF滤波要求，并限制采样速率和IF规划。零中频架构没有这样的频率规划限制。

图6.典型的零中频带外抑制。

根据设计和应用的不同，这种原生抑制可降低或消除外部RF滤波要求。这导致省略直接节省成本，因为外部RF滤波器可能相对昂贵，具体取决于类型。其次，去除这些有损器件可以消除RF增益级，不仅可以节省成本，还可以降低功耗并改善线性度。所有这些都增加了重新分区和智能集成带来的节省。

如前所述，很难评估成本，因为这在很大程度上取决于数量和供应商协议。然而，详细分析表明，零中频架构通常通过集成、消除和降低需求的影响，将整个系统成本降低多达 1/3。请务必记住，这是系统成本，而不是设备成本。由于更多的功能被放置在更少的设备中，因此某些设备成本可能会增加，而整体系统成本会降低。

除了物料清单成本之外，集成的零中频接收器还解决了其他几个问题。由于集成系统减少了系统中的设备数量，因此组装成本更低，工厂良率更高。由于离散器件较少，因此对准时间更短。这些项目共同降低了工厂成本。

由于零中频接收器是真正的宽带，因此重新带可降低工程成本。在中频采样系统中，必须仔细选择中频频率，但对于零中频系统，不需要仔细规划。新波段可以主要通过更改本地振荡器来添加。此外，由于许多应用在使用零中频时不需要外部RF滤波器，因此可能会进一步简化。总体而言，当考虑零中频解决方案时，当直接成本与上述制造和工程成本一起考虑时，可以节省大量成本。

最低功耗

简单地采用图1所示的架构并将其直接集成到片上系统中，不会节省功耗或成本。节能来自于选择一种高效的架构，该架构可以针对其目标过程进行优化。像所示的IF采样接收器这样的架构涉及许多高频和中频，这些频率很难在低成本工艺上扩展，因此需要消耗大量功率来支持所需的频率。但是，图2所示的零中频架构可以立即降低直流（基带）的目标频率，从而实现尽可能低频率的电路。

同样，将带宽投入到这个问题上也是低效的。直接RF采样等架构提供宽带宽和很大的灵活性。但是，向系统添加带宽总是会为问题增加额外的功率，正如Walden所记录的那样。3和摩尔曼。4

除非需要原始带宽，否则仅解决带宽问题并不能为大多数接收器应用提供经济的解决方案。这些长期研究的数据显示了转换器发展的两个领域。技术前沿记录了技术的进步，这些进步以动态范围和带宽的形式提供了内核交流性能的显着提高。架构前端记录了整体核心架构效率的进步。通常，随着设计的优化，曲线首先向右移动，然后向上移动。对于通信应用，工作往往沿技术前沿进行，如图7所示，线路斜率每降低一个十倍频程转换器效率约10 dB。在这个斜率下，带宽加倍会导致功耗约为三倍。然而，当这些内核集成到功能器件中时，效率已经提高，并且当它向架构前沿靠拢时，通常会带来接近2的功率损失。

图7.核心ADC技术的品质因数。4

对于关注功耗的应用，结论是，最低功耗的解决方案是针对应用优化带宽和采样速率的解决方案。采用Σ-Δ转换器的零中频采样针对此类应用进行了优化。根据具体实现方案，与中频采样架构相比，实现零中频接收器的功耗节省可能减少50%或更多，与直接RF采样相比，节能可能降低多达120%。

功率也与成本直接相关。更高的功率不仅会推动更昂贵的封装和电源发电，而且电路每耗散一瓦，每千瓦时12美分，运营成本每年每瓦超过1美元。鉴于许多电子设备的成本较低，运行它们一年的功率很容易超过其直接成本。因此，随着集成无线电解决方案选项的出现，对成本和功耗敏感的应用必须谨慎选择权衡。选择不必要地增加耗散的架构不仅会增加功耗，还可能影响解决方案的长期运营成本。

性能增强

对于无线电设计，有许多关键指标被认为是重要的。其中包括噪声系数 （NF）、线性度 （IP3、IM3）、脱敏和选择性等规格。除了正常的无线电规格之外，还有其他重要的规格，但通常对大多数用户隐藏。其中包括作为时间、电源、温度和过程函数的规格分布和漂移。零中频架构满足无线电设计的这些和其他关键要求。

按温度、供应和过程进行跟踪

完全集成的收发器架构的好处之一是，对于设计合理的无线电来说，设备匹配可以更好，不仅仅是最初，而且如果设计得当，设备可以有效地跟踪过程、温度、电源和频率。任何残留的不匹配都可以通过通常嵌入在这些集成解决方案中的信号处理技术轻松消除。虽然这是IC设计的典型特征，但无线电集成的不同之处在于，由于所有频率相关项都位于具有零中频设计的芯片上，因此也可以对其进行跟踪。如图1所示的典型无线电包括一个片外IF滤波器。IF滤波器的特性将随时间、温度或器件之间的函数而变化，这与片上的任何内容无关，无法跟踪。然而，集成滤波器的主要优点之一是，由于它是用片上器件构建的，因此可以缩放或使器件按比例跟踪彼此，以保持性能稳定。那些无法通过设计稳定的项目可以很容易地校准。最终结果是，在预算器件变化时，与所有器件都不相关的分立设计相比，所需的裕量要少得多。

例如，为混频器、中频滤波器、中频放大器和ADC分别分配1 dB的NF变化并不少见。在为绩效编制预算时，必须级联这些变化。然而，在集成设计中，所有关键规格要么相互跟踪，要么经过校准，结果是单个器件变化为1 dB，大大简化了信号链变化。与具有不相关项的设计相比，这可能会对设计产生重大影响，否则需要额外的系统增益来抵消噪声的潜在增加，从而影响最终产品的成本、功耗和线性度。在图2所示的集成设计中，性能的总变化比不相关的设计小得多，因此需要更小的系统增益。

先进的校正技术

零中频接收器通常有两个过去引起关注的区域。由于复杂数据是用一对代表实部和虚部分量的真实级联网络生成和表示的，因此产生的误差表示各个信号链的增益、相位和失调，如图8所示。

图8.显示增益、相位和失调项的正交误差。

这些错误表现为频谱中的镜像，并且通常会阻止这些架构被更广泛地采用。但是，作为一种集成解决方案，这些伪影可以通过模拟优化和数字校正轻松控制。图 9 显示了复杂数据的典型未校正表示。这里可以看到LO泄漏（和直流偏移）和镜像抑制（正交误差）。

图9.典型的未校正LO泄漏和镜像抑制。

LO 泄漏控制

LO泄漏表现为I或Q信号路径中的直流失调增加。这是由于LO直接耦合到RF信号路径并相干下变频至输出的结果。结果是混频器产品显示为直流失调，增加了信号链中的任何残余直流失调。良好的零中频架构将在最初以及随时间、温度、电源和工艺变化时自动跟踪和纠正这些误差，从而使性能优于–90 dBFS，如图10所示。

图 10.典型的LO泄漏控制。

质量经济

为了防止图像中断性能，通常会实施正交纠错（QEC）。图 11 显示了此类函数可能产生的影响。在本例中，图像改善到优于–105 dBc，这对于大多数无线应用来说绰绰有余。对于LO泄漏和QEC，采用跟踪来确保随着性能随时间的变化，校正保持最新，确保始终实现最佳性能。

图 11.具有LO泄漏控制的典型正交校正。

正交误差和LO馈通在无线电系统中很重要。如果误差足够大，大阻塞的图像可能会掩盖较小的期望信号。在图12中，大型阻塞信号的图像落在15 MHz，而目标信号以20 MHz为中心。如果镜像部分或全部落到目标信号上，则会降低目标信号的信噪比，从而导致解调错误。通常，像LTE和W-CDMA这样的系统对这些类型的图像有合理的容忍度，但不能完全免疫。通常，这些系统需要75 dBc或更好的镜像抑制，如图11所示，零中频架构很容易满足并保持。

图 12.阻挡所需信号的图像示例。

AD9371

零中频发送和接收的典型例子是AD9371。如图13所示，AD9371提供非常高的集成功能，包括双发送、双接收以及其他功能，包括观察和嗅探器接收器以及集成AGC、直流失调校正（LO泄漏控制）和QEC。该产品提供从 300 MHz 到 6 GHz 的广泛射频覆盖范围。每个发射器可以覆盖 20 MHz 和 100 MHz 的合成带宽，而每个接收器能够覆盖 5 MHz 到 100 MHz 之间的合成带宽。虽然该器件面向 3G 和 4G 应用，但它是许多其他通用无线电和高达 6 GHz 的软件定义应用的理想解决方案。

图 13.AD9371集成零中频收发器

AD9371提供完整的系统集成，包括前面讨论的所有频率相关器件以及12 mm×12 mm BGA封装中的所有校准和校准功能。除了图4所示的接收功能外，图14还包括所需的发射功能，以产生非常紧凑的双收发器设计。功耗取决于确切配置，包括带宽和启用的功能，但AD9371的典型功耗仅为4.86 W，包括保持LO泄漏和镜像抑制的数字功能。

图 14.典型的零中频收发器布局。

AD9371的关键性能

噪声系数

图15和图16显示了AD9371的典型NF特性。第一个图显示了RF频率的广泛扫描，并且NF在此频谱上相对平坦。该器件的输入结构采用衰减器的形式，因此NF以dB为单位增加dB。假设最差情况下的噪声系数为16 dB，衰减为零，外部增益变化允许约4 dB衰减，则可以假设总噪声系数为20 dB。提供至少24 dB增益的外部LNA（0.8 dB）将提供2 dB的系统噪声系数。

图 15.AD9371 NF，具有0 dB衰减和40 MHz带宽。

图16显示了噪声系数相对于AD9371输入的带外阻塞信号的函数关系。假设外部增益为24 dB，则相对于该器件输入的0 dBm将出现在相对于天线连接器的–24 dBm处。仅考虑AD9371的影响，集成接收器降级3 dB时，总噪声系数下降约为1 dB。

图 16.AD9371 噪声系数与带外信号功率的关系

镜像抑制

与LO泄漏类似，接收镜像抑制可以通过图17中的信息来估计。天线的典型输入电平为–40 dBm时，相对于天线端口，可以估计图像比天线端口低80 dB或–120 dBm更好。

图 17.接收器镜像抑制。

结论

虽然以往的零中频架构仅限于低性能应用，但AD9371等新产品提供了改变游戏规则的性能。这些器件不仅提供与IF采样接收器一致的性能，还通过重新划分无线电更进一步，从而创建更强大的架构，不仅可以降低制造成本，还可以降低部署后的运营成本。对于低解决方案成本设计，不再需要牺牲无线电性能，使用户能够将时间和资源集中在开发应用上，而不是无线电实现上。

审核编辑：郭婷