高阻抗传感器的信号调理

在不影响可靠性的情况下处理高阻抗源并保持高阻抗输入有其自身的一系列挑战。本文对高阻抗电路、高阻抗传感器类型以及可用于缓冲和保护高阻抗电路的器件等问题进行了定性和定量讨论。讨论了提高阻抗会有所帮助的应用。

介绍

如果我可以选择，我不会使用高阻抗传感器。它们很容易受到外部噪声、助焊剂残留、颗粒跟踪、偏置电流和远距离电荷的影响，因此很难获得可重复的结果。不过，高阻抗传感器也有一些优点——它们不会自负载，而且它们本质上功耗很低。为了量化pH、光、加速度或湿度等特性，最实用的传感器是高阻抗。大自然提供了它们，所以权宜之计促使我们利用它们。通过仔细注意设计，他们受到周围世界不利影响的倾向可以大大减少。作为关于阻抗的一个有趣的说明，随着实用超导的出现，阻抗具有无限可实现的范围。这还能说什么呢？

基准电阻和对高阻抗的恐惧

任何研究高阻抗传感器的电路都应使用高阻抗源进行表征，因此每个工程师都应该提供一些高值基准电阻。Vishay Techno 提供 50GΩ 的表面贴装电阻器，现成有 1GΩ 和 2GΩ 值的样品（上次我检查时）。我还有一些非常好的引线10GΩ和100GΩ电阻，来自Ohmite（www.ohmite.com）的“Mini-MOX”系列。这些高得离谱的电阻器的惊人之处在于，它们实际上非常“坚硬”。例如，我被警告不要触摸电阻器主体，以免皮肤油中的沉积物“降低阻抗”，这迫使我进行实验。在电阻引线上应用吉时利 614 型静电计，仪表读数为 9.9 至 10.0GΩ。我继续用油腻的手指从铅到铅彻底触摸和挤压电阻器主体，然后退开。仪表精确地恢复到原来的位置，9.9到10.0GΩ。但这仅表明我的人体油对这些特定的参考电阻器并不构成直接威胁。健全的实验室方法仍然会要求组件、PCB 和绝缘体保持清洁，以确保随时间和湿度变化的可靠性。众所周知，皮肤油的电导率因人而异。对于清洁，Ohmite 建议使用不含异丙醇和绒毛的湿巾，并在 75°C 烘烤 1 小时以去除水分。

执行此类阻抗测量时，请记住电缆中的绝缘体与被测电阻完全并联。为了在100GΩ电阻测量中保持1%的精度，需要不低于10TΩ的总绝缘体阻抗。绕过此限制的唯一方法是执行开路校准，以便可以测量和计算出任何分流电阻。吉时利614没有此功能，但性能仍然很好。这强化了这样一个事实，即与绝缘体相比，10GΩ电阻确实相对刚性。

高阻抗电路的敌人

当泄漏、电流噪声、偏置电流和静态电压主导误差时，阻抗很高。因此，处理高阻抗电路意味着尽量减少这些数量。最常见和可解决的泄漏形式是由于助焊剂残留引起的泄漏。支持高阻抗电路的电路板应清洁良好，以便去除所有助焊剂。第三方纸板制造商可能有受污染的垫圈，因此可能需要将清洁清洗指定为生产要求。在空间允许的情况下，迹线的间距应超出最小设计规则。对于绝缘体，我从未发现FR-4会引起任何问题，尽管它确实会吸收水分，而特氟龙和玻璃则不会。一些设计师已经求助于特氟龙柱或井，但这可能是由于它们固有的表面跟踪和其他效应（如介电吸收）的抵抗力，而不是纯粹的绝缘特性。为了在不完美的环境中保持高表面阻抗，可能需要密封或保形涂层，但这会降低可维护性。连接到高阻抗源和输入的走线应由具有相似电位的走线保护。有许多实际考虑。例如，双通道运算放大器在引脚3和5处具有同相输入。引脚5更容易保护，因为它位于角落，而引脚3与负电源相邻。

有源器件中的偏置电流和电流噪声是误差源。双极晶体管需要直流基极电流才能工作。FET具有输入泄漏。在这两种情况下，由于通过结的电子量子化而产生电流噪声（请注意，对于一般电流不是这样，而是对于通过结的电流）。对于FET，由于米勒效应，电流噪声随频率升高（见下面的侧栏）。虽然人们倾向于立即跳转到基于FET的输入结构，因为它们具有低偏置电流，但在某些情况下，超β双极性输入结构具有优势，特别是在高温下工作。FET输入漏电每10°C翻一番，而超β偏置电流保持相对稳定。无论哪种情况，都可以采用斩波技术来消除失调电压和偏置电流的影响。对于低于几 MΩ 的阻抗，在未首先考虑 LT6010 或 LTC2054 等极其精准和低偏置电流运放的情况下，不要立即跳转到 FET 输入放大器。有时，更好的失调电压可以帮助支付稍差的偏置电流规格。对于给定的源阻抗，总输入误差将为V操作系统+ 我偏见*R源.随着源阻抗的升高，偏置电流项占主导地位，使MOSFET输入解决方案更具吸引力。近年来，随着CMOS运算放大器规格的改进，这一点变得更加真实。

高阻抗电路遇到的另一个令人着迷的问题是它们对运动的敏感性。鞋子在地毯上产生的静电荷可能达到千伏级，因此即使是最微小的电容耦合也会产生大量的电荷注入。测量时，请退后并保持不动。屏蔽当然有帮助，但机械振动会调节PCB走线和任何局部金属制品之间的电容（微音），并导致电荷注入。即使金属制品电压本身没有变化，而只是在与走线不同的直流电压下也是如此。所以屏蔽你的电路，但不要太近。当机械运动或应力在绝缘体上感应到微观水平的电压时，它们通常被称为摩擦电或压电效应。高阻抗源可能需要使用低摩擦电噪声电缆，例如在高振动环境中的百通型9239。

器件和放大器注意事项

分立式MOSFET的漏电流规格较差，但实际上，它们的性能可能比其规格高出多达六个数量级。例如，熟悉的2N7002规定通道泄漏最大值为1μA，栅极泄漏最大值为0.1μA。但是，在实验室中观察这些漏极为20V的器件，栅极和电源接地，您会发现总总泄漏电流仅为约1pA！显然，规格并不反映设备的功能，而是生产测试时间和分辨率的成本。更好的规格需要更多的测试时间和更好的测试设备，因此您需要为此付费。当然，更好的规格最终也会影响产量。

超低漏电流匹配对 JFET 可从线性集成系统 的 LS830 和 InterFET的 IFN424 中获得。我最喜欢的单个 JFET 是飞利浦 BF862，因为它的 3pA 栅极电流、亚纳伏噪声密度和易于处理的 -0.6V 夹断电压。2N4416也很受欢迎，特别是因为它的亚皮法德输入电容和可观的噪声密度，但它具有大而变化的夹断电压（2V – 6V！），这一直是JFET世界的祸根。

CMOS运算放大器已经问世多年，但规格很差，实际结果更差。凌力尔特最近推出了两款非常出色的 CMOS 放大器 – （精密微功率）LTC6078 和（更高速度的）LTC6241。LTC6241 在 25°C 时提供了一个 4pA 最大值的输入漏电流，在 70°C 时保证低于 75pA 电流。市场上也有基于JFET输入的“静电计级”运算放大器，但这些运算放大器相对昂贵。最后，没有一个运算放大器或半导体器件是完美的，因此通过继电器和校准或斩波技术可以实现最佳的直流结果。

图1所示电路就是一个例子，它集成了两个力平衡归零技术实例。要遵循该操作，假设所有开关都已打开，然后关闭 S2 和 S3。这会接合超精密积分放大器A2，迫使A1的输出接地。A1 的输入偏移量出现在其 +input 处，其偏移量的 101 倍存储在 C1 上。打开S3允许A1再次正常工作，但有效失调为1μV，漂移约为1μV/秒。现在，打开S2将反馈电阻R1放入电路中，并产生等于I偏见* R1 – 典型值为 1mV。关闭 S4 和 S5 会再次使 A1 的输出清零，但这次是通过 A3。A1的偏置电流现在通过R2提供，并以60mV/pA的电压存储在C2上。开路S4结束调零阶段，闭合S1连接输入驱动器，在本例中显示为被测电阻（RUT）和电压源。但是，虽然放大器现在接近完美，但不会持续太久。电容器 C1 和 C2 上的漂移将需要在几秒钟内产生新的调零相位，否则放大器规格可能会降低到超出独立 LTC6241 的规格。图 2 显示了一种简单得多的方法。该电路不是试图完善放大器，而是斩波激励，以便减去放大器的贡献。此外，RUT已移至反馈路径，因此输出与RUT电阻成比例，而不是与RUT导纳成正比。上升时间在10ms （10-90%）处用1GΩ车辙测量，因此激励不应快于约10Hz，以确保充分建立。

图 1：使用清零技术很诱人，并且可以通过大量的努力和屏蔽来工作。但是，制造像这样的“完美”放大器会变得昂贵，并且背离固态的高可靠性。您可能会在投入生产之前破产。

图 2：使用斩波激励技术可以更容易地实现类似的精度。在这里，放大器的特性不是增强的，而是测量和减去的。什么是运算放大器失调和偏置电流？没多大关系。

保护高阻抗电路

但是，如何在不影响输入阻抗的情况下保护高阻抗电路呢？好吧，严格来说你不能，但你可以接近。最好的方法之一是使用串联电阻和一些串联电感，即使它只是一段走线。电感和寄生效应将分散ESD脉冲，并提高它在到达任何敏感点之前跳到机箱的几率。您可以通过在要敲击的连接器引脚附近的布局中引入火花隙来进一步提高这些几率。这既便宜又有效，但它可能会在更高密度的数字设计中引起问题。火花隙重新发出强烈的EMI波（包括一些漂亮的怪异蓝色），我已经看到这种碰撞在船上但遥远的'486反复发生。幸运的是，硬件没有受到伤害，因此这取决于为设计指定的抗扰度级别。在我们的案例中，这是一个失败，因为不允许PC重置干预。对于模拟设计或简单的数字设计，火花隙应该不是问题。气体放电管也可作为组件提供。

使用二极管箝位所做的几乎任何事情都会引起泄漏效应。肖特基斯可能是不可能的，因为他们往往更漏水。提供超低漏电二极管，例如中央半导体（http://www.centralsemi.com）的CMPD6001系列和飞利浦（http://www.semiconductors.philips.com）的BAS416;但最大泄漏规格实际上相当高：500pA至5nA，这是在低温下。热门规格甚至更糟，通常达到微安级。为了获得最低的漏电，JFET结的性能仍然优于二极管。2N4393 在室内典型泄漏为 5pA，在 100°C 时泄漏 3nA，Vishay 采用 SOT-23 封装。将此与 LTC6241 在 70°C 时的最大额定偏置电流 75pA 进行比较。即使添加好的二极管或JFET也会导致显著的衰减。但是，一些设计工作可以帮助解决这个问题。例如，考虑图3所示的跟踪限幅电路。二极管由A2反向偏置，平均直流电压存储在C1上。过压和尖峰将被分流到储能电容，但允许直流通过（单位增益）。这样可以保护输入，并缩短输入过载恢复时间。在需要直流增益的情况下，只需短接C1，并将A2的输入移动到A1的反相输入。反相电路更容易保护，因为二极管可以简单地接地。

图 3：跟踪箝位将 JFET 用作保护二极管，但 A2 反向驱动这些 JFET 至与输入相同的电压。齐纳二极管及其电容器承载大部分箝位电流。R1和R2使电流远离放大器。

侧边栏：电流噪声测量

当有很多东西要测量时，测量某物很容易，当几乎没有东西要测量时，测量是困难的。良好的FET具有非常小的电流噪声，尤其是在低频下，这使得它本身难以测量。在高频下，FET输入电流噪声会因漏极中的米勒效应或尾电流噪声吹回栅源电容而上升，具体取决于电路拓扑。高频处的电流噪声较多，这一事实使其更容易测量，但事实上，在任何实际的高阻抗电路中，带宽都会滚落。

对于低频测量，只需将运算放大器（为简单起见，我将讨论仅限于运算放大器）配置为单位增益缓冲器，并将10GΩ源电阻接地，如图4所示。使用电池并将电路封装在饼干罐中，并带有 BNC 通过连接器访问输出。测量输出直流电压，并确保其在给定运算放大器的典型指定偏置电流（I偏见= V外/10GΩ）。如果看起来合理，则记下测量值。（如果它不是LTC运算放大器，则可能必须先校正失调电压。现在使用频谱分析仪查看低频输出内容。确保您看到的是输入电路的滚降下方。作用在 10GΩ 电源上的 3pF 输入电容将导致 -3dB 低通滚降（在 5.3Hz 时）。低于该频率，由于噪声噪声而使用平均法，您应该能够看到10GΩ电阻的13μV/√Hz（室温下）噪声密度形成，如图5所示。正常工作和屏蔽后，任何额外的输出噪声都是由于输入电流噪声作用在10GΩ源上，因为放大器的输入电压噪声相对较小。

这个输出噪声的单一图为我们提供了两个测量值：低频输入电流噪声和输入电容C在.低频输入电流噪声源自在 0.22Hz 下测得的 13.6μV/√Hz 输出噪声密度（图 5，DUT 是 LTC6241）。减去预期的13μV/√Hz电阻噪声RMS，得到4μV/√Hz [sqrt（13.6^2 – 13^2） = 4]归因于运算放大器电流噪声。将 4μV/√Hz 除以 10GΩ，得到 0.4fA/√Hz 的输入电流噪声测量值。该数字可以与sqrt（2*q*I）的预期理论电流噪声密度进行比较偏见），其中q是电子电荷1.6e-19库仑，I偏见是上面测量的偏置电流。输入电容C在可以从同一图中显示的 -3dB 点 4.3Hz 导出。-3dB点出现在C处在=1/2pi*R*f，其中 R=10GΩ 和 f=4.3Hz，得到 C在=3.7pF.

图 4：用于测量低频电流噪声的简单电路。10GΩ 电阻提供 13μV/√Hz 的电流，并缓冲至输出。在输出端看到的额外噪声是由于电流噪声* 10GΩ。相同的电路无需修改，也产生输入电容C在.通过打开饼干罐内的电池来消除电源噪声和干扰。

图 5：图 4 电路的输出噪声频谱（27 小时平均值）。该电阻器提供 13μV/√Hz 的贡献，额外的 0.6μV/√Hz 来自 LTC6241 的 0.5fA/√Hz，工作到 10GΩ 源 （增加 RMS 方面）。4.3Hz 时的响应为 -3dB，表示包括所有寄生效应在内的总输入电容为 3.7pF。

使用相同的电路，但查看更高的频率，您还可以看到电流噪声上升的影响 – 图 5a。

图 5a：图 4 电路的高频输出噪声频谱。电流噪声随频率上升，但输入电容阻抗随频率下降。综合效应是高频下的平坦输出噪声。在100kHz时，3.7pF输入C看起来像430kΩ。因此，此处所示的50nV/√Hz输出噪声意味着100kHz时的输入电流噪声为116fA/√Hz。

图 5b：LTC6241 +输入的输入电流噪声与频率的关系，根据图 5 和图 5a 计算得出。电流噪声在低频时是平坦的，每kHz上升116fA /√Hz。整个情节从一个电路中收集，无需修改。

请注意，输出电压噪声在高频时趋于平坦。这是因为尽管电流噪声在上升，但它正在研究阻抗随频率下降的输入电容。所以产品是平的。在100kHz时，3.7pF输入电容看起来像430kΩ。因此，50nV/√Hz输出噪声除以430kΩ一定是由于100kHz时输入电流噪声为116fA/√Hz。现在，我们可以将输入电流噪声绘制为频率的函数（到目前为止仅在+输入端测量），如图5b所示。在低频时，它是平坦的0.4fA / √Hz，在高频下以每kHz116fA / √Hz的速率上升。（或者用更基本的单位，电流噪声随频率上升的速率为1.16attoAmps*Hz-3/2）。

但对于高频情况，许多工程师更喜欢使用拓扑更接近预期应用电路的测试电路。跨阻电路最常被采用，因为它是低电流噪声高阻抗电路（通常应用于光电二极管）最常用的应用电路。请参阅图 6。该电路仿真跨阻光电二极管放大器，C2代替1.5pF光电二极管，C1为高频短路。由于有限运算放大器增益带宽和R2：C2反馈网络的噪声增益随频率增加，带宽滚降。这比之前加密的单个RC输入要复杂得多！幸运的是，电流噪声会随着频率的增加而上升，这通常是不希望的，除非试图测量它。图7显示了电路的原始输出噪声频谱，电压为V在打开。左边的平坦区域以582nV/√Hz时的20MΩ电阻噪声为主，噪声系数非常接近0dB。噪声明显随频率升高，但这可能是由于电流噪声上升或电压噪声和噪声增益上升造成的。快速计算可以帮助确定其中任何一个是否占主导地位，但首先我们应该使用频率进行增益校准。R1和C1提供激励窗口，从而提供增益测量窗口。

一目了然，图6的整个电路是一个积分器，后跟一个微分器，因此它应该具有平坦的响应。事实上，在低频时，响应会滚落，因为R1：C1积分器没有增益。但我们对低频不感兴趣。在远高于R1*C1的频率经C2的电流随频率变化恒定（与理想光电二极管一样），增益确实趋于平坦，如图8所示。中频带增益因数为 R2*C2 / R1*C1，或每 1V 激励输入输出约 30mV。这在实验室中很容易确认，并且通过精确测量，元件公差变得不重要，并且可以归一化测量的增益（实际上是衰减）。在更高的频率下，由于运算放大器的有限增益带宽和电路的噪声增益以及R2附近的寄生电容，差分器开始出现带宽问题。结果是增益随频率下降 - 但我们知道它会，这就是我们测量它的原因。

重要的是，输出噪声是用与增益完全相同的电路测量的，包括运算放大器和寄生效应，但去掉了激励。将所得输出噪声与频率数据除以归一化增益与频率数据，得出输出噪声的带宽校正版本，就好像运算放大器具有无限增益带宽而反馈电阻没有寄生效应一样。某些信号分析仪（如 HP3562）在波形分频和绘图生成方面做得非常出色，同时为该分析保留了正确的单位。但不幸的是我没有，无论如何它仍然让新手感到困惑，所以我提供了一个示例计算。如果可以在一个频率下执行计算，最终在所有频率下执行计算变得容易。

同样使用LTC6241作为DUT时，我在4kHz时测得了0.0290的中频增益（低于标称0.030，可能是由于C2容差），如图8所示。在100kHz时，增益已降至0.0212，或约为中频增益的0.73。现在，我们可以将此增益校正应用于100kHz的噪声测量。

再次参考图 7。在高频下，即使响应下降，噪声也会上升。在100kHz时，我们测量1.61μV/√Hz输出噪声。为了校正增益滚降，我们从增益曲线除以0.73，得到2.20μV/√Hz，仍为输出参考。这就是输出噪声，运算放大器具有无限快速度，反馈20MΩ电阻周围没有分流电容。为了将该噪声与输入端相参考，许多TIA设计人员只需除以20MΩ反馈阻抗，即可将110fA/√Hz输入折合到电流噪声e。

但这忽略了某些输出噪声是由输入电压噪声引起的事实。我们需要执行前面提到的计算来确定哪个噪声占主导地位。运算放大器的电压噪声到达输出，乘以噪声增益。LTC6241 的输入电容为 3.5pF （Cdm + Ccm） 与 C1 相结合，可构成 5pF。让我们假设1pF的额外寄生效应总共6pF。在100kHz时，这看起来像265kΩ。噪声增益为 1+Zf / Zshunt，或 1+20MΩ/265kΩ = 76。LTC6241 的输入电压噪声为 7nV/√Hz，因此在输出端，它将贡献 76*7nV = 532nV/√Hz。从 2.20μV/√Hz 中减去此有效值，得到 2.13μV/√Hz。这根本不是一个明显的校正，但它确实将上面计算的110fA/√Hz电流噪声降低到107fA/√Hz。

以这种方式测量运算放大器的电流噪声时，筛选出电压噪声的影响至关重要。图5所示电路没有这种复杂性，因为电压噪声在所有情况下都被淹没，噪声增益是一个稳定的单位，带宽不受影响。因此，两种不同器件在两个不同输入端的两种测量技术产生的电流噪声结果相差不到10%，这一事实表明，运算放大器具有良好的对称输入结构和器件间可重复性，并且这些技术是可靠的。一切都乱成一团的可能性很小，我们仍然设法欺骗了自己。

图 6：高频电流噪声测量电路仿真光电二极管跨阻放大器，C2 取代光电二极管。R1和C1用于高频增益校准。C1 是一种并联组合，以最大限度地降低寄生电感。

图 7：V 时的输出噪声频谱在开路，在 100kHz 时输出噪声密度为 1.61μV/√Hz。为了校正增益滚降，我们需要图8所示的增益校正曲线。100kHz 时的校正输出噪声为 1.61uV/√Hz / 0.73 = 2.2μV/√Hz。要计算折合到输入端的电流噪声，请除以20MΩ得到110fA/rtHz。

图 8：图 6 电路的增益与频率的关系。中频“平坦”增益为0.0290，在100kHz时滚降至0.0212。这表明在100kHz时相对增益为0.73。

压电加速度计的电荷放大器权衡 – 提高阻抗实际上如何提供帮助

图9和图10显示了放大电容式传感器信号的两种不同方法。两种情况下的传感器都是770pF压电冲击传感器加速度计，在物理加速度下产生电荷。图9显示了经典的“电荷放大器”方法。运算放大器采用反相配置，因此传感器可以查看虚拟接地。传感器产生的所有电荷都通过运算放大器的作用强制通过反馈电容。由于反馈电容比传感器小100倍，因此它将被迫达到传感器开路电压的100倍。因此，电路增益为100。这种方法的好处是电路的信号增益与传感器和放大器之间引入的任何电缆电容无关。因此，该电路适用于电缆长度可能变化的远程加速度计。该电路的难点是小电容的增益设置不准确，以及由于偏置电阻作用于小反馈电容而导致的低频截止。

图10所示为同相放大器方法。这种方法有很多优点。首先，增益由电阻器精确设置，而不是使用小电容器。其次，低频截止由偏置电阻决定，偏置电阻工作到大的770pF传感器，而不是进入一个小的反馈电容，以实现较低的频率响应。第三，同相拓扑可以并联和求和（如图所示），以可扩展地降低电压噪声。该电路的唯一缺点是输入端的寄生电容会略微降低增益。该电路在寄生输入电容（如走线和电缆）相对较小且不变的情况下受到青睐。

在计算所需低频截止所需的偏置电阻时，请考虑可能希望使偏置电阻更大。这降低了低频时的本底噪声。例如，如果我们想支持-3dB时低至10Hz的频率，则偏置电阻的工作频率为1/2pi*10Hz*770pF = 20MΩ。在10Hz时，20MΩ电阻将产生580nV/√Hz的噪声，并且像信号一样下降-3dB。如图所示，使电阻为1GΩ，其4000nV/√Hz电压噪声将被加速度计电容衰减至有效的80nV/√Hz，而信号几乎不会衰减。有时，比传统要求的阻抗更高实际上会有所帮助！

图 9：经典反相电荷放大器。电缆电容（即长度）的变化不会影响信号增益。当加速度计远离放大器且电缆长度未指定时，使用此电路。缺点：增益由低值反馈电容设定。低频性能由偏置电阻设置。

图 10：同相电荷放大器具有多种优势。级可以并联以降低电压噪声。偏置电阻工作在更高的电容下，以获得更好的低频响应。

结论

器件和材料可用于支持和保护非常高的阻抗。处理高阻抗需要了解其他微小现象。有时，对这些现象（例如电流噪声）进行量化本身就具有挑战性。但是，使用正确的电路技术，测量变得有意义且可重复。正确击穿泄漏、建立时间、电压噪声和电流噪声等误差源有助于电路设计人员了解预期结果并得到它。

审核编辑：郭婷