LTC4218针对服务器群的12V/100A热插拔设计

随着为云提供服务的数据中心在速度和容量方面的增长，背板电源需要提供突破热插拔性能界限的电流™组件。热插拔解决方案允许在带电背板上插入和拔出电路板，而不会干扰分配给其他电路板的电源。典型的热插拔解决方案使用串联 MOSFET 来管理背板和电路板之间的电源流，从而防止毛刺和故障中断系统其余部分的电源。

设计稳健的热插拔解决方案的挑战随着电流需求的增加而成倍增加。负载电流为100A时，仅确定功耗要求已不再足够。设计人员必须仔细注意 MOSFET 安全工作区 （SOA），并了解多检测电阻器的开尔文电流检测技术。本文以基于 LTC4218 热插拔控制器的 12V/100A 解决方案为例，说明如何解决这些问题。

12V/100A 热插拔设计

图 1 示出了 LTC4218 热插拔控制器管理电路板的电源，该电路板包含高达 1000μF 的旁路电容，吸收高达 100A 的负载电流，并热插拔至 12V 背板电源。

图1.LTC4218 12V/100A 热插拔解决方案

为了在 MOSFET M1 和 M2 中支持 100A 负载电流而不会产生过大的功耗，需要 PG （电源良好） 信号禁用负载，直到输出完全上电。通常，这是通过使用热插拔控制器的PG信号控制下游电路的RESET信号来实现的。在图1电路中，如果在启动期间有效负载电阻大于10Ω（而PG为低电平），则输出正常上电。如果输出电阻在启动期间较低（例如在输出短路故障期间可能发生），则 LTC4218 将检测到此情况并关断串联 MOSFET。

在启动期间，通过将 LTC4218 的 ISET 引脚拉低至 R4 直至 PG 信号转换至高电平，减小了电路的电流限值门限。R4的3kΩ电阻将电流限值阈值降低到正常工作电流限值的约13%。在启动期间吸收超过该电平的额外电流的任何故障条件都会导致定时器激活并关闭 MOSFET。（当PG引脚拉低时，相对较小的元件M3、M4、R6、R7和C4协同工作，有效地连接ISET和地之间的R4 3k电阻。

启动期间的输出斜坡速率由 LTC4218 的 24μA 上拉电流设定至 C1 和 MOSFET M1 和 M2 的栅极。结果是输出斜坡速率为2V/ms。由于负载电路被PG信号禁用，因此启动时的电流专用于对热插拔电路下游的电容充电，如图1中的C6所示。在 2V/ms 下提升 1000μF 的电容需要 1000μF • （2V/ms）=2A 的电流。这远低于R4在16A或正常工作电流限值的13%时设定的启动电流限值阈值。这为电流检测中的不准确性留出了足够的余量。在启动期间超过此电流限值门限一小段时间也表示输出端存在故障情况，LTC4218 通过关断 MOSFET M1 和 M2 来做出响应。

场效应管安全工作区

在此应用中，整个 SOA 可以单独由 M1 或 M2 来满足。假设电流和SOA在启动或输出过载故障期间在MOSFET之间平均共享是不明智的，这会导致MOSFET两端的源极电压显著漏极。任何一种MOSFET都应该能够支持应用的整个SOA。

另一方面，当MOSFET在正常工作期间完全增强时，其行为类似于电阻器，可以安全地假设电流份额更均匀。在本应用中，使用两个MOSFET来降低正常工作期间的功耗，而不是满足瞬态安全工作区域要求。在 100A 电流下，单个 1mΩ MOSFET 的功耗为 I2R = （100A）2• 1mΩ = 10W。如果电流平均在50A时共享，则每个MOSFET中的功率为更合理的I2R = （50A）2• 1mΩ = 2.5W。

使用多个检测电阻进行适当的开尔文检测

在这些电流水平下，正确监控检测电阻两端的电压可能具有挑战性。利用 LTC4218 的 15mV 电流检测门限，一个 100A 的电流限值需要小于 0.15mΩ 的检测电阻，这通常采用开尔文检测方案中的并联电阻来实现。

在热插拔（或其他电流检测）应用中使用单个检测电阻时，通常的做法是在IC的检测引脚和检测电阻之间使用单独的低电流开尔文走线。开尔文连接到电流检测电阻的示例布局如图2所示。低电流开尔文检测路径直接位于检测电阻器和 LTC4218 SENSE 和 SENSE 之间+−引脚消除了由于高电流通过电阻PCB铜时发生的压降引起的误差。

图2.采用单检测电阻的开尔文检测

但是，在此100A应用中，必须使用多个并联检测电阻来实现检测电阻。8 个 1mΩ 电阻并联是一个合理的选择，因为它的典型电流限值为 8 • （15mV/1mΩ） = 120A，提供高于输送到负载的 100A 的舒适裕量。

然而，检测电阻的数量成倍增加，布局挑战也会成倍增加;图2所示的单个电阻的简单布局已不再足够。检测电阻之间的电流很少平均分配——在高电流应用中，几个低值检测电阻之间的电流差异为50%的情况并不罕见。由于与检测电阻串联的印刷电路板铜层的有限电阻，因此放置在更靠近 MOSFET M1 和 M2 的电阻器比放置在较远处的检测电阻器传导更大比例的负载电流。如果可能，首选布局是在印刷电路板的顶部和底部放置相同数量的检测电阻。这最大限度地减少了通过铜层的横向电流引起的寄生压降，这是到达最远检测电阻所需的。

即使采用最佳的PCB布局，也有必要使用电阻网络来平均各个1mΩ电阻上检测到的电压。在此 12V/100A 应用中，SENSE 和 SENSE+−LTC4218 的引脚通过一个 1Ω 电阻阵列连接到 8 个 1mΩ 检测电阻器，如图 1 所示。SENSE 和 SENSE 之间的电压+−引脚是 1mΩ 检测电阻两端所有电压的平均值，有效地检测了 8 个 1mΩ 电阻的开尔文。示例布局如图 3 所示。

图3.8 个并联电阻器的开尔文检测布局使用电路板顶部和底部

实验室结果

当然，计算和电路仿真不能替代台式测试，尤其是在使用大电流热插拔解决方案时。图4显示了该设计的示波器波形，从100Ω电阻启动，然后在ENABLE/RESET信号转换到高电平后进入100A负载阶跃。请注意，此设置中的使能/复位驱动电子负载盒的4V导通信号，而不是图1所示的M5和R10的12V电平。

图4.正常启动

图4中的波形是无故障时正常工作的典型波形。12V输入电源首先斜坡上升。然后，LTC4218 以 2V/ms 的速度对 1000μF 输出电容器进行充电。最后，当使能/复位输出转换为高电平时，100A 负载导通，表示 MOSFET M1 和 M2 完全增强。

图 5 示出了当输出端发生短路时，LTC4218 关断 MOSFET M1 和 M2。输入电压上升100ms后，电路开始对输出节点充电。LTC4218 将充电电流限制在 16A 启动电流限值门限，并快速检测短路。该解决方案可正确响应并关闭负载电源，以避免对系统中其他组件造成任何中断（和损坏）。

图5.启动短路

结论

多年来，热插拔解决方案的设计者不得不不断应对不断增长的电源电流带来的新挑战。有些问题并不新鲜，例如高电流导致的功耗要求，但今天的电流水平已将一些新的设计问题推向了前台，例如MOSFET安全工作区以及用于多检测电阻的开尔文检测技术。此处所示的 12V/100A LTC4218 热插拔控制器解决方案专门针对这些设计要点。

审核编辑：郭婷