如何在非隔离式DC-DC转换器中使用同步整流时优化性能

本应用笔记解释了在非隔离式DC-DC转换器中实现同步整流时实现最佳性能的优势以及电路设计中需要的一些额外考虑因素。

在非隔离式 DC-DC 转换器的最基本图中，您通常会看到两个理想开关和一个储能电感器。在早期设计中，工程师很快意识到一个开关可以用低成本二极管代替;当电感在主开关关断时间内反转其电压并使续流二极管D1正向偏置时，它通过换向在正确的时刻自然导通（见图1，左）。

图1.二极管与同步整流的比较。

这种方法在简单性方面很棒。虽然二极管在循环输出电流时确实会降低一些电压，但当输出电压相对较高时，这仍然是功率损耗的一小部分。

然而，为了在保持低耗散的同时提高工作速度，处理器和其他IC的输出电压已降至1V以下。具有讽刺意味的是，效率问题现在又回到了DC-DC转换器电源上，因为二极管压降在输出电压中所占的比例要大得多。具有1V输出的1V二极管压降消耗的功率与转换器在关断时间（1 - D）期间向负载输送的功率相同。因此，在此期间，转换器的效率约为50%。这种低效率如何影响转换器的整体效率取决于输入/输出电压比和导通时间期间的效率。较高的DC-DC输入-输出电压差使问题更加严重，相关的关断时间更长。

压降最小的理想开关

解决这一困境的方法是尝试以最小的压降回到SW2的理想开关。双极晶体管提供了一种选择，但MOSFET是显而易见的选择。最初，这些仅限于较低电流的应用，因为它们的损耗与电流平方成正比，而二极管只是成正比。这些天，RDS（ON）值如此之低，因此高电流应用也是可行的。MOSFET 总栅极电荷值 （QG） 也下降了，从而显著降低了驱动器损耗并实现了更高的工作频率。MOSFET 还具有优势，因为它们可以作为分立器件或 IC 中的多个芯片并联，以更低的净导通电阻和更低的芯片温度提供成比例的更好性能。它们对 R 具有正温度系数DS（ON）所以它们自然而然地共享电流。另一方面，二极管可以并联，但没有保证均流。当然，MOSFET必须主动驱动开启和关闭，但只需通过接地参考信号直接反相到主开关，即可集成到控制IC中。一个重要的注意事项：两个开关永远不应该一起导通，即使是暂时导通，因为这将是输入电源两端的直接短路，可能会损坏半导体和PCB走线。

实际上，控制IC在开关的导通周期之间设置了死区时间，以保证无击穿。在死区期间，换向仍然发生在MOSFET的本征体二极管上。该二极管通常具有相对较高的正向压降和较长的反向恢复时间，因此如果允许死区时间过长，它会产生显着的耗散。通过严格控制控制IC内的时序，可以最大限度地减少这些问题。另一种解决方法是将肖特基二极管与MOSFET并联安装，使其在体二极管之前导通，尽管会增加解决方案的成本。

图1提供了一个简单的比较示例。在这里，使用二极管和同步整流器比较从24V产生5V/2.5A电流的DC-DC转换器的功率损耗。即使输出5V，优势也是显而易见的;整流器的损耗从0.99W减少到0.4W，减半以上。即使使用肖特基二极管，增益仍然很大。输出电压越低，改进效果越大。结果是，功耗较低的同步整流器MOSFET现在可以集成到控制IC中，例如MAX17503，具有较低的总转换器温升，在本例中为30°C。或者，对于相同的温升，可以使用较小的解决方案。

双向传导

同步整流器MOSFET与二极管的另一个不同之处在于，它在导通时可以在两个方向上导电。在正常操作下这不是问题。但是，请考虑以下情况：负载需要多个顺序电压轨，而我们的DC-DC转换器必须在负载上已经有一些电压时最后打开，可能通过潜行路径。DC-DC转换器通常具有软启动功能，在上电后占空比上升到其工作点。这意味着同步 MOSFET 导通时的初始短导通脉冲和长关断时间。预偏置负载最初具有比 DC-DC 输出更高的电压，因此电流回流到 DC-DC 转换器和 MOSFET，可能会阻止 DC-DC 控制器正确启动。

这可以通过在启动阶段禁用同步整流来解决，MOSFET的体二极管形成“续流”二极管功能。同样，这很容易集成到控制IC功能中。启动期间的额外耗散微不足道。

轻负载操作

MOSFET 的双向导通能力会影响轻负载操作，并且可能是有益的。查看图2中的电感电流，在较高负载（上部迹线）下，您会看到平均直流电流I的熟悉形状O（平均）以及纹波电流，其峰峰值幅度由电感值和占空比设定。当负载变为较低值（较低迹线）时，纹波电流谷值在负载为纹波电流峰峰值的一半时为零。随着负载的进一步降低，通过二极管整流，电流停止，直到下一个导通周期开始后的某个点，此时电流上升到零以上。这是不连续导通模式 （DCM）。对于MOSFET同步整流器，电流可以双向流动，因此保持连续导通模式（CCM）。

图2.通过同步整流连续导通。

DC-DC转换器可以继续供电并在DCM中调节，但传递函数会发生变化。在 CCM 中，针对带宽和瞬态性能进行优化的环路在响应缓慢的 DCM 中通常不是最佳的。在CCM中，输出电压与占空比D的关系如下：

对于在DCM中运行的降压转换器，情况要复杂得多，其中：

在这种情况下，占空比与负载电流的平方根成比例变化。因此，这为转换器功率级提供了更复杂的传递函数。D 现在还取决于实际电感 L 和开关频率 f西 南部.从性能的角度来看，保持同步整流的CCM显然是一个更好的选择。事实上，现代降压转换器设计故意允许高纹波电流值，因为环路性能不会成为问题。这使得电感值更小，在成本和大信号压摆率方面具有优势。

当轻负载效率是设计限制时，通过禁用同步整流器并失去MOSFET中的开关和负电流传导损耗来允许非连续模式操作可能是一个不错的选择。控制IC可以提供此选项和其他选项;例如，IC可以在轻负载时强制脉冲跳跃模式，其中导通时间保持恒定。在这种称为脉冲频率调制（PFM）的模式下，通过在轻负载时有效改变开关频率来实现调节，以便将足够的能量传递到输出以保持电压恒定。开关损耗与频率成正比，因此在轻负载时，开关损耗会降低，栅极驱动功率会下降，并且由于两个开关都可以长时间关闭，IC内部的一些电路可能会在一段时间内被禁用，从而节省更多功率。

在图 3 中，您将看到各种模式下的波形。

图3.CCM、DCM 和 PFM 操作模式。

带升压转换器的同步整流

将同步整流与升压和降压-升压转换器结合使用并不是那么简单。由于整流器没有接地端子，因此MOSFET驱动不会以地为参考。一个可能更成问题的现象是，在DCM中，控制IC不一定知道存储的能量已经全部转移。当这种情况发生在开关周期结束前的某个轻负载上时，二极管将简单地停止导通。另一方面，MOSFET将开始反向导通。在升压转换器中，这会将输出连接回输入，从而耗尽输出电容并降低输出电压。通过强制使用可变频率模式的CCM，甚至检测流过MOSFET的反向电流并切断其驱动，可以避免这种情况的方案。不过，这个问题并不重要，因为根据定义，升压转换器会产生更高的电压，而同步整流的好处则不那么重要。

审核编辑：郭婷