硅双极IC促进VCO设计

压控振荡器 （VCO） 的频率随施加到其调谐端口的电压而变化。VCO 在锁相环 （PLL） 中工作，为超外差接收器的频率转换提供稳定的本振 （LO）。VCO 还用于发射链，将基带信号上变频为适合通过电波传输的射频 （RF）（图 1）。

图1.VCO作为PLL的一部分出现在这个典型的超外差接收器中。

设计注意事项

VCO 设计人员必须考虑几个重要的性能参数：

输出电平（dB 相对于 1mW ）

以dBc为单位的输出谐波电平（相对于载波功率的dB）

调谐灵敏度（以 Hz/V 为单位）

以Hz p-p为单位的振荡频率负载牵引（对于给定负载电压驻波比（VSWR）旋转360°）

偏置电源变化的频率推动（以 Hz/V 为单位）

给定失调频率下的VCO相位噪声，单位为dBc/Hz

以下段落将依次讨论每个参数。

输出电平

在典型的超外差接收器中，VCO输出必须驱动混频器以及PLL频率合成器的RF预分频器。缓冲放大器通常满足这一要求，该放大器提供负载隔离以及更大的驱动能力。

输出谐波电平

输出谐波电平是振荡频率谐波处VCO能量的量度。这些谐波常见于低于-15dBc的水平，由振荡器中有源器件的非线性自限幅产生。具有大量超额增益（大于抵消共振时所有损耗所需的量）的振荡器将受到更严格的限制，从而在输出波形中产生更大的谐波成分。设计人员必须在保持低谐波电平的需求与确保振荡器启动所需的足够额外增益之间取得平衡。

调谐灵敏度

调谐灵敏度是一个系统级参数，它将最大可用调谐电压与所需的调谐频率范围（以Hz/V为单位）相关联。它与加载的Q成反比，Q是加载的振荡器槽的质量因数。更高的调谐灵敏度需要具有较低负载Qs的振荡器。

调谐灵敏度在调谐频率范围内的变化是另一个重要的考虑因素。如果VCO的调谐灵敏度在调谐频带上变化很大，PLL频率合成器的性能就会受到影响。VCO 是典型 PLL 中增益最高的器件，调谐灵敏度在数十 MHz/V。这种增益量可能会在调谐端口产生不必要的调制边带，以响应调谐端口的噪声;因此，调谐端口噪声必须最小化。

负载牵引

负载牵引测量自由运行的VCO对VCO输出端负载变化的灵敏度。测量需要负载阻抗不匹配和可变长度传输线。将VCO连接到不匹配的负载，并通过改变传输线的长度来改变相位角（VCO和负载之间）。测量由此产生的峰峰值频率变化。VCO 负载牵引指定为给定负载 VSWR 下的最大峰峰值频率偏移，旋转 360°。公式1显示了负载VSWR与负载阻抗失配之间的关系：

等式1：

其中：

驻波比 = 电压驻波比
Γ0= 负载反射系数：入射电压波与反射波
Z 的比值（在负载处）L= 负载阻抗
Z0= 传输线的特性阻抗

使用缓冲放大器是降低自由运行VCO对负载变化的敏感性的最常用技术。

频率推送

频率推送测量自由运行的VCO对其偏置电源电压变化的敏感性。要测量VCO的灵敏度，请在测量VCO频率的同时在给定范围内改变电源电压。将此频移除以电压变化，以确定以Hz/V为单位的灵敏度。设计良好的VCO具有主调谐线灵敏度的5%至10%的推动因子。Maxim的MAX2620 VCO就是具有出色推压性能的器件的一个例子，其调谐端口灵敏度为10.4MHz/V，推送灵敏度仅为71kHz/V。

VCO 相位噪声

自由运行的VCO中的相位噪声将噪声边带电平与载波功率电平相关联。在典型测量中，观察频谱分析仪上的VCO输出，同时在给定频率偏移下测量1Hz带宽内的噪声水平。配备特定固件选项的现代频谱分析仪可以通过对各种偏移进行多次测量，并在每种情况下对内部IF带宽进行适当的更改，生成显示单边带相位噪声与偏移频率的关系图。

频谱分析仪无法测量相位噪声非常低的振荡器（例如晶体振荡器），因为其LO的相位噪声限值太高。例如，惠普的 8561 RF 频谱分析仪规定的相位噪声限值为 100Hz 时的 -80dBc/Hz、1kHz 时的 -97dBc/Hz、10kHz 时的 -113dBc、30kHz 时的 -113dBc 和 100kHz 时的 -113dBc。另一方面，典型的晶体振荡器在每个偏移频率下的相位噪声都低30dB至40dB。对于这种高质量的振荡器，精确的相位噪声测量需要更复杂的技术。

有几个关键因素会影响自由运行的VCO的相位噪声。所有这些都包含在公式2中，公式2是估计振荡器单边带噪声的公式。

等式2：

其中：

L（fM） = 单边带相位噪声，单位为 dBc/Hz，作为 载波
F偏移频率的函数O= 输出频率，单位为 Hz
QL= 加载谐振器 Q（谐振器谐振器电路） 带有源负载和所有寄生元件）
fC= 以 Hz 为单位的转折频率，用于闪烁噪声 有源振荡装置
FM= 与载波的偏移，单位为 Hz
PS= 有源振荡器件的振荡- 信号功率，单位为瓦特
F = 有源器件的在线噪声因数 （与谐振器谐振器谐振箱和所有寄生 元素）
k = 玻尔兹曼常数：~1.38 x 10-23J/°K T = 以开尔文 （°K
） 为单位的温度

在该公式中，负载谐振器Q是影响相位噪声的主要设计参数。低噪声设计要求最大化此参数以满足可调谐性要求。高负载谐振器Q需要使用具有高空载Q值的谐振电路组件。在这些条件下，油箱的负载应将足够的能量耦合到电路的其余部分，以启动和维持振荡。谐振器的负载Q很容易小于其空载Q的十分之一。

闪烁噪声的转折频率取决于器件;低噪声设计要求器件具有低闪烁角。闪烁噪声沟槽使双极性工艺成为低噪声振荡器设计的最佳选择。砷化镓器件无法竞争，因为它们的噪声角比硅双极器件高两到三个数量级。

由于在线噪声因数值取决于器件及其外部电路，因此低噪声设计需要对两者进行优化。调整振荡信号功率可以对相位噪声进行一定程度的控制，但当今手持式无线电话中偏置电流的溢价通常会阻止振荡器部分的电流消耗发生较大变化。

公式3描述了振荡器固有的相位噪声。除此之外，还有调谐线上噪声产生的调制噪声边带（见公式4）。

等式3：

其中：

LPUSH(fm)= 单边带相位噪声（单位：dBc/Hz） 由于噪声电压通过偏置线
LMOD(fm)= 单边带相位噪声（单位：dBc/Hz） 由于噪声电压通过调谐线
K2PUSH = 电源驱动灵敏度，单位为 Hz/V
K2TUNE = 振荡器调谐增益，单位：Hz/V
VN2BIAS(f)  = 偏置线上的噪声-电压密度为 频率的函数 （nV/Hz）
VN2TUNE(f)= 调谐线上的噪声-电压密度 作为频率的函数 （nV/Hz）

将等式2、3和4相加得出等式5，即VCO总单边带相位噪声的估计值：

等式5：

前面提到的VCO参数的限制可能导致系统级性能下降。例如，蜂窝电话中的功率放大器 （PA） 仅在存在语音信号时激活。这种开关导致PA的输入阻抗变化很大，这反过来又给驱动发射链的RF VCO带来了问题。除非VCO与负载变化隔离（通常通过负载缓冲器），否则其频率变化会导致PLL滑移周期甚至失去锁相。

另一个问题是PA的关断/导通循环引起的电源电流急剧变化。GSM、DCS1800 和 DCS1900 手机的典型 PA 可以消耗超过 1A 的电流，电流切换会导致 VCO 偏置线路上的电压变化。这些偏置电压变化和推动因子的结果是落在PLL频率合成器环路带宽之外的不需要的调制边带。VCO的偏置电压必须稳定才能消除这个问题。

数字调制系统中的未衰减误码率（BER）受到发射和接收路径中所有信号发生器的净相位噪声的限制，PLL频率合成器中的RF VCO（通常）是主要因素。图2中的经典瀑布曲线显示了相位噪声的影响。超过一定水平的 Eb/NO（Eb 是每比特的能量;NO是加性白高斯噪声密度），误码率基本保持不变。要获得更可靠的通信链路，可通过降低PLL频率合成器RF VCO中的相位噪声来降低未褪色的BER。

图2.对于较高的每比特能量值除以加性白高斯噪声密度（Eb/NO），误码率（BER）基本上是恒定的。

相位噪声是数字调制技术的主要关注点，其中信息通过调制载波相位进行编码。其中一种技术是正交相移键控（QPSK）。与模拟域中的同相/正交调制类似，QPSK允许通过在四个不同相位中的每一个阶段编码位对，以一半的数据速率传输给定的比特流。每个相位（图3a中的π/4、3π/4、5π/4和7π/4）表示为信号空间中的一个点，该点通过系统中存在加性白高斯噪声（AWGN）而扩散到云中。

图3.具有高斯噪声 （a） 的 QPSK 信号的信号星座会因增加 5° RMS 相位方差 （b） 而降低，从而产生可能提高 BER 的失真。

图3b显示了具有相同AWGN的相同QPSK星座，但增加了5°的RMS相位差。相位方差将四个星座区域变形为弧形，从而缩短区域之间的距离。这种效应增加了解调器上出现符号误差的概率，而符号误差的增加会增加BER。因此，可以容忍的相位变化量取决于解调器设计和通信链路所需的性能。公式6显示了积分相位方差与相位噪声之间的关系：

等式6：

其中：

F1， F2 = 评估积分的频率（通常由解调器设计确定）
σ2Φ = 以弧度平方为单位的积分相位方差
SΦ（f） = 以弧度平方/Hz为单位的相位功率谱密度（小角度单边带相位噪声的两倍）
√σ2Φ= 积分有效值相位误差，弧度单位

也许对LO相位噪声最严格的限制是通过接收器脱敏来实现的。这种效应发生在蜂窝电话和其他环境中，在这些环境中，接收器必须在存在强干扰源的情况下检测到微弱的信号。在图4中，强附近干扰源与LO的相位噪声混合，产生噪声边带，降低IF的信噪比，从而使接收器检测微弱信号的能力脱敏。

图4.通过与本振信号混合，强干扰信号会产生噪声边带，从而掩盖目标信号。

早期版本的低噪声VCO由分立元件组成：专用双极晶体管，具有用于闪烁噪声的低转折频率，偏置电压电源和缓冲放大器，用于提供负载隔离和附加输出驱动。分立电路中的许多无源芯片元件需要大量的印刷电路板空间，这在当今的小型无线手机中非常宝贵。

集成解决方案

Maxim的MAX2620（图5）将分立元件的所有有源功能集成到一个纤巧的8引脚μMAX封装中。它包括一个关键的双极晶体管，具有低转折频率，用于闪烁噪声，采用Maxim独有的硅双极性工艺制造，具有27GHz f®T.更高级别的集成节省了 PC 板面积，简化了 PC 板布局和屏蔽。

图5.该典型工作电路显示了MAX2620在构建VCO中的应用。

除低噪声晶体管外，MAX2620还包括一个带两路输出的双缓冲器（用于负载隔离）、一个偏置发生器和方便的关断功能。该器件采用+2.7V至+5.5V单电源供电，在3V时功耗仅为27mW。当工作频率为900MHz时，负载VSWR为1.75：1，旋转360°会产生小于163kHz的频率偏移。MAX2620的内部偏置电压发生器大大降低了偏置电压变化对振荡频率的影响。在 900MHz 中心频率和 3V 至 4V 电源电压变化时，该器件可实现 71kHz/V 的推压灵敏度。

MAX2620具有两路输出。一个输出在50Ω负载中产生-2dBm，通常驱动混频器的LO输入。另一个在 50Ω 负载中产生 -12.5dBm，通常驱动集成 PLL 频率合成器的 RF 预分频器输入。MAX2620及其低噪声内部晶体管采用高Q值谐振电路工作在900MHz，产生低相位噪声：25kHz时为-110dBc/Hz，300kHz时为-132dBc/Hz。外部谐振电路允许设计人员针对给定应用优化可调谐性和单边带相位噪声。

为确保振荡启动，谐振电路的实阻抗幅度应等于振荡器器件负实阻抗幅度的三分之一至二分之一，谐振电路的电抗分量应与振荡器器件的无功分量在符号上相反。启动后，增益压缩会降低振荡器的负电阻，直到其与谐振电路的负电阻达到平衡。

在谐振电路中添加变容二极管（电压调谐可变电容器）可实现振荡器频率调谐，只要振荡器器件在所需调谐范围内表现出足够的负电阻。MAX2620设计在这方面进行了优化。

MAX2620振荡器还针对低相位噪声工作进行了优化。要实现尽可能低的相位噪声，需要使用高Q值元件，例如陶瓷传输线谐振器（典型空载Q值为400）和高Q值电感器（典型空载Q值为180）。为了最大化图5中的负载Q值，C5和C17应具有与所需频率和调谐范围兼容的最低值。对于900MHz工作频率，陶瓷谐振器电路的C6应为1pF，电感电路的C6应为1.5pF。由于高Q值电感的空载Q值低于陶瓷谐振器的Q值，因此使用高Q值电感器（与陶瓷谐振器相比）往往会略微降低相位噪声。基于电感的谐振电路的相位噪声在25kHz时为-107dBc/Hz，在300kHz时为-127dBc/Hz。

MAX2620输出均具有集电极开路，需要外部元件上拉至电源电压。50Ω电阻与50Ω系统的输出相匹配，但电阻会破坏输出功率。要获得最大输出功率，请使用上拉电感，如图5中的缓冲器输出所示。电感电路的集电极开路输出阻抗应通过适当的匹配网络与所需的负载阻抗相匹配。

实现最佳振荡器性能的一个关键因素是印刷电路板布局。为了尽量减少寄生元件的影响，请移除构成谐振电路的元件下方和周围的印刷电路板接地层。为了尽量减少寄生电感，走线长度应尽可能短。将去耦电容（引脚1、4和7接地）尽可能靠近MAX2620封装，直接连接到接地层。图5中的电容必须具有0805或更小的基底面。

MAX2620作为当今无线耳机中RF VCO的高性价比、低功耗振荡器，提供了过去需要许多分立元件的特性。其双缓冲输出提供负载隔离，其内部调节单元提供与电源波动隔离。采用+3V电源供电时的功耗仅为27mW。MAX2620实现了极低的相位噪声，其外部谐电流允许设计人员根据给定应用定制振荡器电路。

审核编辑：郭婷