灵活配置MAX7060 ASK/FSK ISM-RF发送器

本应用笔记说明了MAX7060 ASK/FSK发送器的灵活性。虽然目前可用的评估板（EV kit）已针对器件在特定频段（即288MHz至390MHz）的使用进行了优化，但本文将讨论如何修改评估板电路以改善433.92MHz（欧洲常用频率）的工作。本文介绍了两种匹配和滤波器配置：一种用于优化漏极效率，另一种用于实现更高的发射功率。提供早期Maxim工业、科学和医疗射频（ISM-RF）发送器的特性和功能，允许MAX7060与其前代产品进行比较。本文讨论了使用MAX7060的若干设计指南和注意事项。

介绍

MAX7060 ASK/FSK发送器是一款注重灵活性的IC。首先，它的频率灵活，小数N分频PLL能够在285MHz至420MHz（使用15MHz晶体）或304MHz至448MHz（使用16MHz晶体）范围内工作，步长可达f永通·/4096.这允许在低于 450MHz 的所有主要工业、科学和医疗系统 （ISM） 频率上进行传输，包括可能仅在某些地理区域可用的频率。小数N分频架构还允许极其精确的FSK调制，允许高达70kbps的曼彻斯特编码数据速率。

MAX7060还具有灵活的发射功率，设计有集成电压数模转换器（VDAC），为功率放大器（PA）提供指数级电压。当IC以足够的V工作时DD，VDAC 能够以大约 1dB 的步长实现近 30dB 的调节范围。这种功率步进功能还可用于传输ASK时的包络整形，从而有助于符合美国和海外市场的法规要求。

可通过可编程电容器实现灵活的PA匹配，该电容器可在0至7.5pF范围内以0.25pF的增量进行选择。在系统测试期间，可以通过找到“电容代码”（即电容代码）来优化给定工作点（发射频率和PA代码）的发送器性能，以最小化电流消耗和/或最大限度地提高该组条件下的效率。它还允许根据需要调整PA负载，以适应工作环境的变化。

由于频率、功率和PA电容均可通过SPI命令进行控制，微控制器可用于以编程方式在多个预优化组合之间进行选择，从而允许在ISM频率之间跳变。相反，如果在不需要SPI控制的系统中工作，IC具有内置引脚搭接功能，通过将6个IC引脚连接到电源或地来实现24种可能的频率/功率组合之一。

除了这两种选择（SPI控制与无SPI控制）之外，MAX7060还提供了一种创新的可编程方法，在手动模式下，无需SPI控制（即引脚搭接）的组合，只需写入一个寄存器（仿真寄存器）即可进行编程。这种方法大大降低了主微处理器的编程复杂度和代码空间，同时仍保持了MAX7060的灵活性和可编程性。

MAX7060的电源配置也很灵活。该 IC 能够采用纽扣电池提供的 2.1V 至 3.6V 电压或 4.5V 至 5.5V 电源（可激活内部稳压器）工作。稳压器为大多数内核IC电路模块提供约3.2V的电压，而VDAC则采用较高的电源工作，以实现发射功率控制特性的最大线性度。

MAX7060内置所有这些功能，只需少量外部无源元件即可实现PCB占板面积小的全功能发送器。然而，正如本文其余部分将要说明的，正确选择这几个无源器件对于根据特定应用的需求调整MAX7060的性能起着重要作用。

A. 现状

首先，一点历史...

MAX7060的原始应用要求仅在国内（即北美）市场工作，目标频率范围为288MHz至390MHz。因此，MAX7060评估（EV）板（MAX7060EVKIT）元件的选择方式往往有利于在该目标频带内工作。当MAX7060评估板采用15MHz晶体和评估板数据资料所示的匹配/滤波元件工作时，MAX7060能够在288MHz至390MHz频段内向50Ω负载提供高达+15dBm的输出，同时符合FCC Part 15对谐波的-20dBc要求。

另外，评估板上的晶体为16MHz，MAX7060的工作频率范围为304MHz至448MHz，包括433.92MHz，这是美国和欧洲常用的频率。但是，如果采用MAX7060EVKIT的库存，并将其编程为433.92MHz，很快就会发现效率很差，谐波虽然仍通过FCC Part 15，但不能满足欧洲电信标准协会（ETSI）的要求，除非通过选择较低的PA码来降低TX输出。基本上，原始评估板对MAX7060不太有利，适合任何希望工作在433.92MHz的人，特别是在欧洲市场。

本应用笔记旨在通过更全面地解释MAX7060的真实功能来纠正这种看法。

原始评估板上的内容

图1所示为MAX7060评估板上的匹配和滤波网络。谐波滤波器由C56、L2和C55组成。C4和L1以及IC封装和PCB走线的寄生电容（图中指定为CparPA）构成PA匹配。其他元件 C7、R3A 和 C10 用于电源旁路，在 L1 的顶端形成一个交流接地。通过这种方式，为了分析的目的，可以将L1视为与CparPA平行。

图1.MAX7060评估板匹配和滤波网络的简化图

对于在50Ω系统中工作，一种设计方法是使谐波滤波器对称，使滤波器输出端的阻抗保持50Ω。然后可以使用C4产生阻抗变换，在L1的电抗和容性效应的电抗相互抵消时，该变换向PA提供更大的实际负载。（有关此方法的示例，请参阅附录 A。

然而，为了允许MAX7060在国内频段的低频范围内调谐，评估板中的C4被选为100pF。因此，C4仅充当耦合电容，将谐波滤波器处的低阻抗负载直接传输到PA。在PA处，该负载出现在由L1和CparPA形成的平行LC上。由于并联RLC电路的Q值可以表示为：

 

（公式1）

 

由于L1为51nH，339MHz处的感抗约为109Ω，导致Q值小于0.5。正如预期的那样，这种组合实现了宽带调谐和高功率输出。

但是有些东西被遗漏了...

通过检查图2，可以明显看出为什么433.92MHz的工作频率对库存评估板的匹配方案存在问题。事实上，欧洲市场使用的频率比国内频段中心高近100MHz，这使得单个匹配不太可能以最佳方式覆盖两个市场。更糟糕的是，谐波滤波器必须配置为衰减288MHz的二次谐波，这也导致433.92MHz的基波部分衰减。

图2.国内和欧洲低频段频率的相对位置。

综上所述，难怪MAX7060数据资料显示315MHz的性能，这比433.92MHz的性能更令人印象深刻。然而，正如许多其他Maxim ISM-RF评估板已针对315MHz（最常见的国内频率）或433.92MHz工作进行了优化一样，也可以修改MAX7060EVKIT的匹配和滤波元件以实现类似的目标。

433.92MHz 时性能改进的示例

替代匹配/滤波方法#1：+10dBm，漏极效率更高

在Maxim ISM-RF产品系列的数据手册中，经常引用的工作点是+10dBm发射功率，电源电压为2.7V。该数据点基于这样的假设，即实施纽扣电池供电解决方案的客户需要保持高效的传输操作以延长电池寿命。虽然这种工作并不是MAX7060最初的重点，但潜在用户经常会问IC与更简单的发送器（如MAX1472、MAX1479、MAX7044和MAX7057）相比性能如何。如果以MAX7060数据手册中433.92MHz工作频率的表面值计算，答案似乎是“相当糟糕”。但故事并不需要就此结束。

图3所示为采用2.7V电源时用于实现更高效的+10dBm TX输出的元件值。由于MAX7060与MAX7057非常相似，MAX7060EVKIT的替代配置采用MAX7057典型应用电路的匹配/滤波网络作为起点。事实证明，这确实是一个很好的起点，只有C4的值需要进一步调整。在修改后的匹配中，C4为15pF，这会产生阻抗的向上阶跃，使得PA负载的有效电阻超过100Ω。因此，对于PA处的给定电压摆幅，产生的输出功率较低。

图3.MAX7060匹配和滤波器示意图，用于提高+10dBm时的效率。

提高PA电阻（通常称为Ropt，即实现给定TX功率的最佳电阻）的效果如图4所示。PA 代码 0 到 28（0hex 到 1Chex）在旧匹配时总是比使用新匹配产生更高的功率。然而，当达到+10dBm的所需输出时，新的匹配需要的工作电流要小得多（图5），这相当于整体效率的提高（图6）。

图4.TX功率比较，原始匹配与新匹配/滤波器，+10dBm。

图5.使用新的匹配/滤波器降低工作电流，达到+10dBm。

图6.通过+10dBm的新匹配/滤波器提高了整体效率。

在讨论发送器IC的效率时，必须指出IC的整体效率（如图6所示）与PA输出器件本身的效率之间存在区别。总效率（公式2）使用IC的总工作电流计算，因此包括晶体振荡器、PLL、PA预驱动器、接口电路和最终级FET的贡献。

 

（公式2）

 

但是，如果可以通过最终级FET的电流进行隔离（通过用电流表代替电路图中的R3A进行测试），并且VDAC同时在PAVOUT引脚上监控，则可以使用公式3来表明优化匹配产生的漏极效率接近50%。

 

（公式3）

 

所有其他电路块的贡献在整体效率计算中是固定的，用户的电流不能被用户修改或控制。效率的提高只能在PA匹配和滤波器中进行，正如我们在交替匹配/滤波器方法#1中所做的那样。

替代匹配/滤波方法#2：+14dBm，符合ETSI标准的谐波

与刚才介绍的电池省电至关重要的场景不同，还有其他需要高发射功率的应用，并且将提供+4.5V至+5.5V之间的电源电压。在这些情况下，需要将5V电源馈送到V电源美国东部时间引脚并允许MAX7060的内部稳压器向其它电路模块提供约3.2V的电压。在这些条件下，VDAC被5V电源偏置，从而能够在接近代码范围的末尾保持出色的功率控制线性度（≈1dB/代码）。（参见MAX7060数据资料中的典型工作特性部分。

由于原始评估板匹配不允许在433.92MHz下全功率工作，符合ETSI标准，因此值得尝试单独匹配具有鲁棒的TX输出（高达+14dBm），但谐波电平符合ETSI标准。应该注意的是，虽然在欧洲，433.92MHz的最大允许传输仅为+10dBm，但测量是在连接天线的情况下进行的，大多数小型天线（当然包括PCB走线天线）都是低效辐射器。MAX7060的PA为+14dBm，可以部分补偿这种有损天线。相反，如果有更高效的天线，PA输出可以简单地以1dB步长减小，直到复合（发射器+天线）输出降至+10dBm以下。

图7显示了用于实现+14dBm、ETSI兼容匹配的元件值。输入pi滤波器已被更改，对原始滤波器和修改后的滤波器的电子表格分析表明，该滤波器不应再像原始滤波器那样衰减433.92MHz。当工作在国内频段（即288MHz至390MHz）时，原始滤波器的输出阻抗（在C55/C4结点）在35Ω和65Ω之间，而433.92MHz的阻抗则落入相当高的区域，导致输出功率降低。新的组合在433.92MHz时产生约40Ω的滤波器输出阻抗，有效地将高功率能力的频率从以前的位置上移。新的工作点还以远低于数据手册中典型工作特性反映的电流供电，如图8和图9所示。

图7.MAX7060匹配和滤波器示意图，+14dBm，符合ETSI标准。

图8.通过匹配/滤波器提高功率，达到+14dBm，符合ETSI标准。

图9.通过匹配/滤波器降低工作电流，符合ETSI标准，达到+14dBm标准。

使用新滤波器仅实现了谐波衰减的微小改善，但在PA处发生了更显着的改进，其中L1下降了三倍以上。这意味着只要反射到PA电路中的R保持不变，Q值就会增加三倍。（参见公式 1。结果是更好的谐波抑制。

上述两种替代匹配/滤波器组合都是为了增强433.92MHz的工作频率，显然，MAX7060的性能远远优于原始评估板匹配。但是，应该注意的是，所提出的解决方案都不一定是可以实现的最佳解决方案，但它们提供了对下次有新需求时可能采取的步骤的见解。有趣的是，满足433.92MHzETSI要求的+14dBm匹配/滤波器在315MHz时的表现也将非常出色，只要利用PA输出端的可变电容来调整较低的工作频率。在迄今为止进行的实验中，将上限[4：0]位设置为16hex（对应于PAOUT引脚上额外的5.5pF分流C）允许TX功率在315MHz时高达+15dBm，同时满足FCC谐波，效率仅略低于原始匹配。

Maxim ISM-RF发送器之间的特性比较：为什么MAX1472与MAX7060不是一场公平的斗争

Maxim ISM-RF产品线中的首款发送器是MAX1472。在简单性和效率方面，它是一款令人印象深刻的器件，采用2.7V电源产生+10.3dBm，同时仅消耗9.6mA工作电流，其中只有1.7mA为非PA电流。但是，它也缺乏客户以后需要的功能：

相位噪声不符合全功率运行的ETSI标准。（MAX1479就是为了解决这一缺点而开发的。

它只能进行ASK调制。（MAX1479增加了FSK调制。

它无法支持更高的输出功率水平。（MAX7044旨在提供+13dBm。

固定比率PLL仅允许通过更换晶体来改变频率。（MAX7057集成了小数N分频锁相环。

低功耗晶体LO需要使用负载电容小（4.5pF）的晶体。（MAX7057对此进行了改进，具有更强的LO。

改变发射功率的唯一方法是改变电源电压。

MAX7060随后被开发出来，以解决这些限制，并具有早期Maxim ISM-IF发送器所不具备的特性。但这种改进是有代价的，以额外的工作电流的形式出现，从而降低了整体效率。

表1显示了上述每种IC的可用特性，以及它们各自数据手册中的工作数据。对于MAX7060，用于比较的数据来自本应用笔记前面描述的高效率匹配/滤波器，而不是MAX7060数据资料。

 

表 1.Maxim ISM-RF发送器IC的特性比较
特征	MAX1472	MAX1479	MAX7044	MAX7057	重新匹配的MAX7060
ASK调制	X	X	X	X	X
FSK 调制		X		X	X
符合 ETSI 标准的相位噪声		X		X	X
频率捷变 （Frac-N）				X	X
晶体上的 10pF C 负载				X	X
发射功率为 +13dBm 或更高			X		X
负载调整				X	X
采用+3V或+5V电源供电					X
可调发射功率					X
433.92MHz 时的发射性能
2.7V 时的标称发射功率 （dBm）	+10.3	+9.2	+12.5	+9.2	+10.4
操作电流，ASK，100% 占空比 （mA）	9.6	11.4	14.0	12.4	14.8
操作电流，ASK，0% 占空比 （mA）	1.7	3.3	1.9	4.5	4.9

 

在根据表1中的数据比较MAX1472和MAX7060的漏极效率之前，需要考虑一些额外的因素：

MAX1472的预驱动器电流约为0.5mA，当PA被禁用时关断。因此，MAX1472 PA FET实际上消耗7.4mA电流（即9.6mA - 1.7mA - 0.5mA）。

MAX7060的预驱动器电流约为1.5mA，当PA被禁用时关断。因此，MAX7060 PA FET实际上消耗8.4mA电流（即14.8mA - 4.9mA - 1.5mA）。

MAX1472的PA电感直接连接到2.7V电源，而MAX7060电路的L1连接到PAVOUT，当IC采用2.7V电源供电时，PAVOUT的测量电压为2.45V （平坦，类似于图4所示的功率特性）。

如果将公式3应用于这两组数字（即TX功率和电流），MAX1472的漏极效率为53.6%，MAX7060的漏极效率为53.3%。两种器件之间最大的差异是整体效率计算。根据公式2，功能丰富的MAX7060总效率只能达到27.4%，而MAX1472的总效率为41.3%。通过进一步优化“交替匹配/滤波方法#1”，MAX7060的漏极效率可以略有提高，但无法克服MAX7060设计的功能和灵活性增加所带来的“效率损失”。

此外，如果需要高输出和最大功率控制范围，要求MAX7060配置为+5V电源供电，则效率损失将包括内部稳压器。存在 5V 作为 VDD在公式2的分母中（而不是上例中的2.7V）导致整体效率更低。从这个意义上说，比较所提出的两种新匹配方案的效率数据是不公平的，因为每种方案都是为了特定目的：优化漏极效率（即电池寿命）或实现高发射功率。我们根本无法两全其美。

应用MAX7060：最佳实践

在上一节中，我们讨论了某些权衡和比较。使用MAX7060进行设计时，还记得一些额外的一般准则和注意事项。

不要忘记使用PA电容

涉及可变PA电容时可能会犯几个错误。首先是完全没有利用PA电容。在单频操作中，可以在不更改电容代码的情况下实现最佳性能，但是一旦需要多频操作，未能利用电容[4：0]位将导致效率低于最佳效率。它还可能增加监管问题的风险，因为失谐的PA负载可能无法很好地衰减谐波。

在MAX7060工作在一个以上频率的应用中，最好的方法是假设在最低频率工作时施加一定量的PA电容，然后在较高频率下逐渐去除。到目前为止，通过尝试匹配/滤波器组合，似乎在433.92MHz下的最佳工作是在很少或没有额外PA电容的情况下实现的。相反，降低到低得多的频率（即315MHz）需要施加大部分PA电容（即，7.5pF中的5.5pF，如备用匹配/滤波器#2的情况）。注意：如果选择匹配和滤波器组件来优化315MHz的性能，上限代码为零，则相同的匹配/滤波器组合不可能在任何更高的发射频率下以最佳方式工作。这是第二个错误。

在对MAX7060进行基准检定期间，进行了一系列实验，其中使用PA电容来微调发射功率，允许在288MHz至390MHz的五个频率（即原始匹配的国内频段）的相同PA代码下保持几乎恒定的输出电平。通过在每个频率上施加预定量的PA电容，输出平坦度可以保持在1dB的零点几分之几以内。类似地，通过为该标准选择一组电容代码，可能需要在多个频率下工作，并在每个点上实现最佳漏极效率。

然而，无论哪种情况，确定最佳组合的能力都需要测量TX功率、谐波电平、VDAC输出和PA电流，而电容代码在整个范围内变化。这组测量的结果如图10和图11所示，这些测量结果取自使用替代匹配/滤波方法#1的评估板，但工作频率为315MHz。 （回想一下，两种替代匹配的目标都是在433.92MHz而不是315MHz下进行优化。

图 10.TX功率和漏极效率与315MHz时的电容代码，使用交替匹配/滤波器方法#1。

图 11.PA电流和二次谐波与电容代码在315MHz，使用交替匹配/滤波方法#1。

从这些结果中可见的固有权衡如下：

尽管在低电容代码下工作似乎可以获得额外的0.5dB至1dB输出功率，但这些相同的工作点会消耗大量额外电流，并且无法满足FCC谐波。

最佳谐波性能似乎与最低电流密切相关，但这两个最佳点都不能提供最高的漏极效率。

由于必须做出折衷，因此在315MHz下工作的一般建议是使用15dec和23dec之间的上限代码。在此范围内，谐波符合规格，效率与其峰值不太远，电流接近其最小值。相反，从示例中可以明显看出，选择最大TX功率作为最重要的指标，而忽略电流、漏极效率和谐波性能，将构成第三个错误，并带来严重后果。

由于MAX7060的负载调谐功能是一个相当独特的特性，因此强烈建议进行实验，以确定如何在给定的应用环境中最好地利用它。

不要期望两全其美（同时）

本文档中介绍的替代匹配突出了一个值得进一步讨论的差异：可以选择以高TX输出和功率控制线性度为目标，也可以选择以较低的（纽扣电池）电源电压为目标，但这两个目标无法同时实现。这是有根本原因的。

为了能够实现高输出功率，MAX7060的末级FET比任何早期的ISM-RF发送器都要大，MAX7044除外。即便如此，当导通时，FET仍表现出约13Ω的电阻（即Rsw）。这种有限的电阻代表了不可避免的功率损耗。如本文档前面所述，要以高功率传输，必须向PA提供低Ropt值（小于50Ω）。由于在这种情况下，Rsw 的值占 Ropt 的很大百分比，因此漏极效率会受到影响。

对效率的另一个影响是由于VDAC的存在，VDAC位于原始电源之间（即，连接到V的任何东西）美国东部时间引脚）和PA电感。VDAC具有有限的输出电阻，对于高功率匹配，与该电阻相关的I²R损耗会更大，因为高功率匹配会消耗更多电流通过PA。

相比之下，在与MAX7060匹配以提高效率的低电压应用中，Ropt比Rsw大得多，从而降低了开关损耗的影响。同时，通过PA吸收的电流越小，VDAC损耗越低。但是，V 的值DD低于3.6V会导致功率控制特性趋于平缓。（参见图4，其中电源为2.7V，VDAC输出低于2.6V。一般来说，作为VDD以300mV步长从3.6V降至2.1V，每一步从控制范围损失一个额外的PA代码，尽管其余特性（从平坦区域向下）仍然保持令人印象深刻的线性。

数据手册中的典型工作特性显示控制范围为 VDD限制为3.6V和2.1V，在MAX7060由标称3V纽扣电池供电的实际应用中（例如CR2032型号），电池寿命的大部分时间电池电压约为2.7V。为了在这种条件下实现目标操作，必须牺牲控制范围的上限代码，以实现发射器的高效运行，从而延长电池寿命。

注意频率相关效应

由于MAX7060非常适合需要在两个或多个频率之间跳变的应用，因此必须牢记一些频率敏感因素。首先，由于匹配/滤波器网络的阻抗/导纳值与频率有关，因此相同的无源元件组合总是会导致在较高频率下向PA呈现更大的Ropt。当频率更靠近时（例如，315MHz和345MHz），Ropt的偏移量很小，但是当频率之间的间隔较大（例如，315MHz和433.92MHz）时，对于替代匹配/滤波器方法#1，Ropt的偏移量为23%，对于替代匹配/滤波器方法#2，Ropt的偏移量为49%。因此，在433.92MHz时可达到的输出电平始终小于315MHz时的输出电平，尽管两个备选匹配使它们比原始评估板匹配更接近。

在实践中，功率水平的差异最终可能会被以下事实所抵消：ISM-RF应用中典型的小型天线在低频时往往是效率较低的辐射器，而在高频下则更好。（更多信息参见应用笔记3401：“Maxim的300MHz至450MHz发送器与小环形天线的匹配”和4302“300MHz至450MHz发送器的小型天线”。然而，随着输出的降低，由于PLL电流在较高频率下增加，因此对整体效率产生了次要影响。同样，虽然备用匹配在 433.92MHz 时的性能有所提高，但性能始终略低于 315MHz 时的性能。

注意 PCB 和组件的依赖关系

大多数情况下，MAX7060数据资料的典型工作特性数据以及此处提供的替代匹配数据均使用MAX7060评估板文档中所示的PCB。在将MAX7060设计到新的应用中时，应按照教程4636“避免ISM-RF产品中的PC布局'陷阱'”中所述的指南，谨慎开发和布局PC。由于应用PCB的寄生电感和电容值不太可能与评估板上的寄生电感和电容值相同，因此需要对匹配和滤波元件进行一些试错以获得优化。

建议使用高质量的无源元件，以实现MAX7060的最大性能。最好为所有器件选择特定的制造商，特别是片式电感器，因为即使选择相同的标称值，供应商之间在容差、Q和寄生参数方面的差异也可能导致结果不尽如人意。

在测量技术中使用小心

使用数字万用表代替R3A测量PA电流时，请务必仔细选择量程设置。某些仪表上的mA刻度串联高达15Ω，在高功率配置（如交替匹配/滤波器方法#2）中，可用PA电压下降200mV以上。使用安培刻度可以呈现小得多的串联电阻。（用户应查看其各自数字万用表的手册。

当使用PCB必须与台式电源保持一定距离的测试布置时，请使用足够规格的馈电电缆，以确保压降很小。或者，使用具有远程检测功能的台式电源，允许将显示的电压保持在PCB上的负载点。

对于发射功率测量，在同轴连接中放置一个10dB、50Ω衰减器可以稳定线路的阻抗，并最大限度地减少反射能量，这可能会扭曲测量结果。（请记住表征电缆+衰减器损耗，以便在数据中对其进行校准。

审核编辑：郭婷