使低频段ISM发射器适应高频段工作

低频段（300MHz至450MHz）ISM射频发射器已经服务于欧洲434MHz市场，以及美国260MHz至470MHz频段中最重要的频率。本应用笔记解释了如何利用现有的低频段RF IC器件创建868MHz发送器，以服务于欧洲免许可的868MHz至870MHz频段。

本文专门讨论了一系列测试，并分析了设计用于300MHz至450MHz范围的一个或多个ISM频段RF发射器在868MHz下可以传输多少功率。

理论挑战

大多数低频段ISM发射器中的开关功率放大器（PA）产生的二次谐波仅比基频低3dB。如果可以牺牲一些效率和功率，是否有可能从设计用于434MHz工作的IC创建可维修的868MHz ASK发送器？由于相位噪声密度刚好足以满足欧洲电信标准协会（ETSI）在欧洲434MHz免许可频段的带外发射标准，因此相位噪声密度无法满足868MHz频段更严格的要求。然而，这并不意味着设计868MHz ASK发射器没有价值。一些客户将有非常低发射功率的应用，或者也许可以对低频段IC上的振荡器进行一些修改，而无需全新的设计？

开关功率放大器的射频频谱

大多数ISM低频段RF发射器中的开关PA产生一系列周期性的0.25占空比脉冲，其中脉冲周期是载波频率的周期。该脉冲序列的理论频谱是一组均匀分布的线路，是载波频率的倍数。每条线的幅度由sinc（sinx/x）曲线加权，该曲线包含载波频率4倍倍的零。图1显示了434MHz载波频率的频谱前六条线。868MHz分量（二次谐波）的幅度仅比基波434MHz分量低3dB。实际上，开关放大器驱动调谐电路，其特性取决于基频谐波的所需抑制。如果调谐电路具有相对宽带的特性，则应以低于基频3dB的功率水平辐射868MHz分量。

图1.434MHz时25%占空比RF脉冲序列的基波和谐波的理论功率贡献。

通过去除MAX7044EVKIT的谐波滤波器并将偏置电感改为62nH验证了3dB的差异，该值与大约2pF至2.5pF的杂散电容谐振。这种L-C组合形成的谐振电路具有宽带宽。因此，当PA输出直接连接到50Ω负载时，它不会显著衰减868MHz谐波。图2显示了434MHz和868MHz组件的频谱分析仪迹线。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB，谐振电路仅减少0.5dB。

图2.MAX7044EVKIT ISM发送器的频谱，谐振电路调谐至434MHz

下一步是修改匹配网络组件，以增强868MHz二次谐波并衰减434MHz基频。

针对 868MHz 操作修改天线匹配电路

用于 434MHz 操作的匹配网络拓扑

MAX7044评估板经过修改，工作频率为868MHz，采用434MHz工作时已有的元件拓扑结构。300MHz至450MHz频段的所有ISM射频发送器评估板的匹配网络具有相同的拓扑结构，如图3所示。参考指示符与MAX7044评估板相同。

图3.MAX7044评估板的匹配网络和参考指示符

有几种方法可以通过这种拓扑实现与50Ω负载的匹配网络。最直接的方法是将C2-L3-C6 pi网络填充为50Ω低通滤波器，用于谐波抑制。接下来，使用C1-L1组合作为“L”窄带阻抗变换网络，将50Ω转换为更高的阻抗。除MAX7044和MAX7060 280MHz至450MHz可编程发送器外，所有Maxim ISM RF低频段发送器在驱动125Ω至250Ω阻抗时均具有最高的能效。MAX7044驱动50Ω至60Ω负载时，在低频带（13dBm，2.7V电源）内达到最高功率。通过增加提供给发射器PA输出的阻抗，可以实现更低的功率电平和更低的电源电流。为了在低频段正常工作，选择电感和电容以在设计频率下向PA提供所需的阻抗。对于MAX7044评估板，所选值与433.92MHz时的50Ω匹配良好。

以下实验的目的是改变433.92MHz评估板中的匹配元件（在868MHz时提供良好的匹配），并降低434MHz时的发射功率。

调谐至868MHz的PA输出谐振电路

开发868MHz匹配网络的第一步是尝试最简单的匹配，即PA输出端的868MHz谐振电路连接到50Ω电阻。这种方法用于产生图1中的基线频谱。但是，在这种情况下，偏置电感的选择是为了在868MHz（而不是434MHz）处谐振PA引脚的杂散电容。为了得出图4所示的原理图，MAX7044EVKIT中的PA偏置电感从62nH（434MHz谐振电路）改为16nH（868MHz谐振电路）。此外，从pi网络中移除了并联电容，并将串联电感替换为0Ω分流器。最后，将pi网络和偏置电感之间的串联电容C1更改为47pF，实际上是868MHz的直流模块。

图4.简单的储罐电路匹配网络，用于MAX7044EVKIT，频率为868MHz

下面列出了434MHz基频和前四个谐波的功率测量。434MHz和868MHz组件的频谱如图5所示。频率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， I = 16.83mA， I锁 相 环= 2.06mA，IPA= I - I锁 相 环= 14.77mA

P（434兆赫） = +9.0dBm

P（868兆赫） = +8.65dBm

P（1302兆赫） = +4.5dBm

P（1736兆赫） = -3.0dBm

总PA效率（所有四个频率的功率/（VDD× IPA）） = 46.6%

868MHz PA 效率 = 18.4%

图5.MAX7044评估板频谱，谐振电路调谐至868MHz。

由于868MHz谐振电路的带宽比434MHz谐振电路的带宽窄（杂散电容保持不变，因此电感需要减小4倍），因此对434MHz基频的抑制足以使基波和二次谐波中的功率几乎相等。谐振电路的这种简单变化将868MHz分量与434MHz分量的功率比提高了约3dB。

868MHz 的高通匹配

下一步是将低通pi网络更改为高通网络，以进一步衰减434MHz分量。16nH PA偏置电感和串联电容（47nH）没有改变。通常用作高谐波抑制的低通滤波器的pi网络改为简单的高通L网络，将天线连接器上的50Ω转换为PA输出引脚上的200Ω。为此步骤选择了更简单的L网络，而不是完整的pi网络，以最大程度地减少额外组件更改的数量并确定此更改的有效性。由于使用L网络的PA输出端的负载为200Ω（而不是50Ω），因此Tx功率的电流消耗应低于50Ω负载时的电流消耗。

图6.高通L阻抗变换网络。

下面列出了434MHz基频和前四个谐波的功率测量。434MHz和868MHz组件的频谱如图7所示。频率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， IDC = 18.1mA， I锁 相 环= 2.06mA，IPA= IDC-I锁 相 环= 16.04mA

P（434兆赫） = +2.5dBm

P（868兆赫） = +11.2dBm

P（1302兆赫） = +4.0dBm

P（1736兆赫） = -3.2dBm

总辐射效率（所有四个频率）= 41.5%

868MHz 辐射效率 = 30.4%

图7.MAX7044评估板的频谱，具有868MHz谐振电路和高通L网络。

高通L网络匹配衰减了434MHz分量，并将所需868MHz分量的效率显著提高到30.5%。这表明，通过对现有匹配网络进行一些简单的更改，可以产生发射功率超过10dBm的868MHz信号到50Ω天线。

简单匹配网络更改摘要

MAX7044评估板的偏置电感被替换为更小的值，与IC和电路板电容组合在一起形成谐振电路，频率为868MHz。这使得434MHz和868MHz分量的功率相等。用简单的高通L匹配网络代替谐波滤波器，可将868MHz至434MHz分量再提高9dB，因此868MHz是主要的发射频率。功率效率有小损失，但该电路仍以超过10dBm的速度传输868MHz信号。可以进行更多的电路更改，以进一步增强868MHz分量相对于基波434MHz频率及其高次谐波。

对今后工作的建议

这些简单的变化证明，可以修改外部元件，以显着扩大发射器IC的二次谐波功率（与基频相比），同时保持高传输信号电平。这是一个良好的开端，但需要克服更多的障碍，以便传输符合欧洲868MHz和美国915MHz免许可频段操作法规的信号。

868MHz 组件的进一步增强

通过增加由偏置电感和PA接地电容形成的谐振电路的Q值，可以改善868MHz分量的增强。这可以通过在PA输出引脚上增加一个接地并减小偏置电感来实现。在本研究中，偏置电感减小到16nH，以与电路板和IC中的杂散电容谐振。电感可以减小到5nH至10nH范围，总并联电容增加到约6pF，然后各个组件的空载Q值会显著降低整体效率。

高通L匹配网络的434MHz抑制可以通过简单地在图6的C6位置添加一个并联电感来形成高通pi网络并调整电感值来改善。仔细选择三个pi网络组件应将434MHz分量的总抑制提高到25dB或30dB。这仍然低于满足ETSI要求所需的46dB抑制，即如果868MHz发射信号为+10dBm，则所有杂散发射均低于-36dBm。在本应用笔记的末尾，还有更多改进废品性能的建议方法。

保持变送器效率

到目前为止所做的修改集中在增强868MHz组件和拒绝434MHz组件。这些变化将PA效率从434MHz传输的近50%降低到868MHz传输的约30%。然而，进一步尝试抑制434MHz信号可能会进一步降低效率。开发434MHz传输匹配网络的早期测量表明，当434MHz匹配网络失谐时，直流电流消耗增加。鉴于典型滤波器通过在这些频率下呈现较差的匹配来抑制频率，令人惊讶的是，这些测试中的电流消耗没有增加更多。如何进一步增强434MHz的抑制性能，而不会导致直流电流进一步增加，从而降低效率？

双工器方法

双工器通常用于双通道接收器系统，将公共接收天线连接到两个接收器，每个接收器调谐到不同的频率。双工器在两个设计频率上都与天线形成良好的匹配。如果接收天线被PA取代，则434MHz分量和868MHz分量现在有一条单独的路径。868MHz路径连接到发射天线，434MHz路径连接到电路板上的电阻负载。与简单的868MHz滤波器相比，这种配置具有双重优势：434MHz分量匹配（从而保持低电流消耗），并且还被发送到不辐射的负载。如果868MHz端口上的天线正确匹配和调谐，辐射434MHz分量的抑制将非常强。为了进一步降低434MHz时的电源电流，可以修改双工器概念，使434MHz分量比868MHz分量具有更高的阻抗。

这种方法存在一个潜在的缺陷——它假设线性信号源的负载为50Ω。PA具有开关放大器输出，不适合任何线性型号。

重新审视开关放大器模型

图1中的频谱基于PA的未滤波输出，即434MHz时占空比为25%的方波。PA输出在434MHz周期的25%期间短路。当匹配网络正确调谐时，短路发生在434MHz正弦波的最低点。这是为了使“泵入”谐振电路的电流发生在最小电压（接近0V或地）下。PA的预测行为基于该开关波形的电路模型，该波形连接到具有阻性负载的谐振电路。但是，需要修改模型以使谐振电路达到868MHz。这可能表明，868MHz电路抑制了434MHz分量，而电源电流没有大幅增加。这可以解释为什么当匹配网络从434MHz失谐时，电流消耗测量值增加更多。 （与868MHz匹配网络实验中的测量结果相比，测量值增加了10%至20%。也许在 434MHz 的二次谐波处有一个本地电流最小值？

降低相位噪声

ETSI要求所有杂散传输的绝对功率水平低于-36dBm，这不仅对谐波辐射施加了限制，而且对发射器的相位噪声也施加了限制。在欧洲，434MHz免许可频段在433.05MHz和434.79MHz之间。（该频段的中心是433.92MHz，这解释了为什么这个特定频率被广泛使用。在频带边缘之外，没有辐射可以高于-36dBm。在边缘，MAX7044的最大贡献因素是载波频率的相位噪声。MAX7044的相位噪声密度额定为-92dBc/Hz，其中“dBc”代表“低于载波的dB”。

根据ETSI要求，需要使用准峰值检波器在100kHz带宽内测量杂散功率，该检波器在相位噪声波形上产生与普通功率检波器相同的功率测量值。在密度规格中，将100kHz测量带宽和1Hz带宽之间的对数比增加50dB，使100kHz带宽内的测量功率高达-42dBc。如果测得的功率限制在-36dBm，MAX7044在欧洲可以传输+6dBm （最大值）的434MHz。

在 868MHz 至 870MHz 频率范围内，允许的最宽频段为 868.0MHz 至 868.6MHz。发射器在此频段之外辐射的平均功率不能超过 -36dBm。频带外的功率是在100kHz带宽内测量的，因为它在434MHz，但现在频段是600kHz而不是1.74MHz。这个限制在868MHz时几乎是434MHz的3倍。此外，434MHz的二次谐波（即868MHz）的相位噪声密度随频率的平方而增加。这意味着它在868MHz时将比在434MHz处高6dB。MAX7044发射的434MHz载波的相位噪声密度在300kHz时约为-89dBc/Hz，在868MHz时约为-83dBc/Hz。在 100kHz 带宽中，300kHz 时的平均功率为 [-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc。这将MAX7044在868MHz时的发射功率限制在-3dBm以下。

MAX7044振荡器相对较高的相位噪声密度源于允许器件内部VCO频率调谐范围为300MHz至450MHz的设计。这种相位噪声密度在美国260MHz至470MHz的免许可频段是可以接受的，因为载波频率附近的杂散辐射要求并不像欧洲那样严格。为了在欧洲868MHz频段以接近+10dBm的功率电平进行传输，MAX7044的VCO需要改为更窄带、相位噪声更低的架构，如L-C振荡器。

结论

通过对匹配网络的简单更改，可以使434MHz开关放大器发射器在868MHz处比在434MHz处辐射更多的功率。本文讨论了MAX7044EVKIT采用868MHz谐振电路和高通L阻抗变换，在+11dBm时如何产生868MHz载波。在这种情况下，868MHz载波的功率比434MHz基频高近9dB。868MHz时的PA效率为30%。

需要更多的434MHz抑制来满足美国和欧洲的杂散辐射限制。然而，不同的拓扑结构和建模方法可以改善434MHz分量的抑制。经典双工器的改编将868MHz分量路由到天线，将434MHz分量路由到虚拟负载。

开关放大器模型中调谐电路的变化导致868MHz匹配网络的选择得到改进。可以修改VCO以产生较低的相位噪声密度，以满足868MHz频段的ETSI杂散辐射限值。

审核编辑：郭婷