运算放大器是具有差分输入和单端输出的极高增益放大器。它们通常用于高精度模拟电路,因此准确测量其性能非常重要。但在开环测量中,它们的开环增益很高,可能高达107或者更多,使得放大器输入端由于拾音、杂散电流或塞贝克(热电偶)效应而导致的非常小的电压很难避免误差。
通过使用伺服环路在放大器输入端强制零点,可以大大简化测量过程,从而使被测放大器基本上可以测量自己的误差。图1所示为采用该原理的通用电路,采用辅助运算放大器作为积分器,以建立具有极高直流开环增益的稳定环路。这些开关有助于执行以下简化图中所述的各种测试。
图1.基本运算放大器测量电路。
图1所示电路将大部分测量误差降至最低,并允许精确测量大量直流和一些交流参数。额外的“辅助”运算放大器不需要比被测运算放大器更好的性能。如果直流开环增益为100万或更多,则很有帮助;如果被测器件(DUT)的失调可能超过几mV,则辅助运算放大器应采用±15 V电源供电(如果DUT的输入失调可能超过10 mV,则需要减小99.9 kΩ电阻R3)。
DUT的电源电压+V和–V幅度相等,符号相反。当然,总电源电压为2 × V.即使采用本电路的“单电源”运算放大器,也使用对称电源,因为系统接地基准电压源是电源的中点。
作为积分器,辅助放大器配置为直流开环(全增益),但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制在几Hz。这意味着DUT输出端的直流电压被辅助放大器的全增益放大,并通过1000:1衰减器施加到DUT的同相输入端。负反馈迫使 DUT 的输出变为地电位。(事实上,实际电压是辅助放大器的失调电压——或者,如果我们真的要一丝不苟的话,这个失调加上100 kΩ电阻中由于辅助放大器的偏置电流而产生的压降——但这离地足够近,并不重要,特别是因为测量期间该点电压的变化不太可能超过几微伏)。
测试点TP1上的电压是施加到DUT输入端的校正电压(误差幅度相等)的1000倍。这将是几十mV或更多,因此很容易测量。
理想运算放大器的失调电压为零(V操作系统);也就是说,如果两个输入连接在一起并保持在电源之间的中间电压,则输出电压也应位于电源之间的中间位置。在现实生活中,运算放大器的失调范围从几微伏到几毫伏不等,因此必须向输入施加此范围内的电压,以使输出达到中间电位。
图2显示了最基本测试的配置——失调测量。当 TP1 上的电压是其偏移的 1000 倍时,DUT 输出电压处于地电位。
图2.偏移测量。
理想的运算放大器具有无限输入阻抗,输入中没有电流流动。实际上,小的“偏置”电流在反相和同相输入(Ib–和我B+分别);它们会在高阻抗电路中引起明显的失调。根据运算放大器类型,它们的范围可以从几飞安(1 fA = 10–15A——每几微秒一个电子)到几纳安,或者甚至在一些非常快的运算放大器中——一到两微安。图3显示了如何测量这些电流。
图3.失调和偏置电流测量。
该电路与图2的失调电路相同,只是增加了两个电阻R6和R7,与DUT输入串联。这些电阻可通过开关 S1 和 S2 短路。两个开关闭合时,电路与图2相同。当S1开路时,来自反相输入的偏置电流以Rs为单位流动,电压差增加到失调。通过测量TP1(=1000我b–×Rs),我们可以计算我b–;同样,通过关闭 S1 并打开 S2,我们可以测量我B+.如果在TP1处测量电压,S1和S2均闭合,然后均开路,则“输入失调电流”I操作系统,我之间的区别B+和我b–,由变化来衡量。使用的R6和R7的值将取决于要测量的电流。
对于 I 的值b在5 pA或更低的量级下,由于涉及大电阻,使用该电路变得非常困难;可能需要其他技术,可能涉及Ib对低漏电电容(取代R)充电的速率s).
当 S1 和 S2 关闭时,I操作系统在 100 Ω电阻中仍然流动,并在 V 中引入误差操作系统,但除非我操作系统大到足以产生大于测量 V 1% 的误差操作系统在此计算中通常可以忽略它。
运算放大器的开环直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的,但 250,000 到 2,000,000 之间的值更常见。直流增益的测量方法是,通过在DUT输出和S6的1 V基准电压源之间切换R5,强制DUT的输出移动已知量(图4中为1 V,但如果器件在足够大的电源上运行,则为10 V)。如果R5处于+1 V,则如果辅助放大器的输入要在零附近保持不变,则DUT输出必须移至–1 V。
图4.直流增益测量。
TP1 处的电压变化衰减为 1000:1,是 DUT 的输入,导致输出发生 1V 变化。由此计算增益很简单(= 1000 × 1 V/TP1)。
为了测量开环交流增益,需要在DUT输入端注入所需频率的小交流信号,并在其输出端测量产生的信号(图5中的TP2)。在此过程中,辅助放大器继续稳定 DUT 输出端的平均直流电平。
图5.交流增益测量。
在图5中,交流信号通过10,000:1衰减器施加到DUT输入端。低频测量需要这个大值,其中开环增益可能接近直流值。(例如,在增益为1,000,000的频率下,1 V rms信号将在放大器输入端施加100 μV,这将在放大器寻求提供100 V rms输出时使放大器饱和)。因此,交流测量通常在几百Hz到开环增益下降到单位的频率下进行,如果需要低频增益数据,则使用较低的输入幅度非常小心。所示的简单衰减器只能在高达100 kHz左右的频率下工作,即使杂散电容非常小心;在更高的频率下,需要更复杂的电路。
运算放大器的共模抑制比(CMRR)是共模电压变化引起的失调表观变化与共模电压外加变化之比。在直流时,它通常在80 dB至120 dB之间,但在较高频率下较低。
该测试电路非常适合测量 CMRR(图 6)。共模电压不施加到DUT输入端子,低电平效应可能会破坏测量,但电源电压会发生变化(相对于输入方向相同,即公共方向),而电路的其余部分不受干扰。
图6.直流共模抑制比测量。
在图6电路中,在TP1处测量失调,电源电压为±V(例中为+2.5 V和–2.5 V),两个电源均上调+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失调的变化对应于1 V的共模变化,因此直流CMRR是失调变化与1 V的比值。
CMRR是指共模变化的偏移变化,总电源电压不变。另一方面,电源抑制比(PSRR)是失调变化与总电源电压变化的比率,共模电压在电源中点保持不变(图7)。
图7.直流磁比测量。
使用的电路完全相同;不同之处在于总电源电压发生变化,而公共电平保持不变。此处的开关电压为+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V,总电源电压从5 V变为6 V。共模电压保持在中点。计算结果也相同(1000 × TP1/1 V)。
为了测量交流CMRR和PSRR,电源电压随电压调制,如图8和图9所示。DUT继续在直流下开环工作,但交流负反馈定义了精确的增益(图中×100)。
图8.交流共模抑制比测量。
为了测量交流CMRR,DUT的正电源和负电源使用幅度为1 V峰值的交流电压进行调制。两个电源的调制是同相的,因此实际电源电压是稳定的直流,但共模电压是2V p-p的正弦波,这导致DUT输出包含交流电压,该电压在TP2处测量。
如果TP2处的交流电压的幅度为x伏峰值(2x伏峰峰值),则以DUT输入为基准的CMRR(即在×100交流增益之前)为x/100 V,CMRR是该峰值与1 V峰值的比值。
图9.交流磁比测量。
交流 PSRR 是在正电源和负电源上的交流电异相 180° 的情况下测量的。这导致电源电压的幅度被调制(在本例中,峰值为1 V,峰值为2 V p-p),而共模电压在直流时保持稳定。计算与前一个非常相似。
结论
当然,还有许多其他运算放大器参数可能需要测量,以及我们讨论过的许多其他测量方法,但正如我们所看到的,最基本的直流和交流参数可以通过一个简单的基本电路可靠地测量,该电路易于构建、易于理解且没有问题。
审核编辑:郭婷
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