宽带无线电需要宽动态范围转换器

宽带接收器通常使用固定本振从 900 MHz 等频率下变频至 5 至 25 MHz 的基带，并直接转换为数字。其中的许多独立信号通道都经过滤波、解调和数字处理。这种基站系统降低了成本和复杂性——它们只需要一个高频模拟前端。但关键环节，即A/D转换器，必须具有出色的性能。

宽带接收机的 A/D 规格由系统无线电标准驱动。为了在附近信号较强的情况下接收远距离信号，蜂窝基站接收器必须具有宽动态范围。例如，GSM 规范要求接收器能够在存在许多其他信号的情况下准确数字化 -13 dBm 至 -104 dBm 的信号（图 1）— 91 dB 动态范围！这意味着转换器和模拟前端的无杂散动态范围（SFDR）必须约为95至100 dBFS。具有给定幅度的转换信号的SFDR是该幅度与转换器奈奎斯特频谱（0至F）中最大杂散频率分量的对数比（dB）s/2赫兹）。

图1.在附近GSM信道中存在强信号的情况下，必须能够检测到微弱信号。

最大的杂散通常由前端强信号的失真分量产生，可能会掩盖接收器处理的微弱条纹信号。SFDR规范允许评估接收器本底噪声附近的信号的信噪比（或SNR的逆，数字接收器中的误码率，BER）。

GSM是使用宽带技术更难实现的标准之一，因此它是某些转换器规格重要性的一个很好的例子。其他标准，如AMPS（北美模拟蜂窝），对接收器设计的要求较低，可以使用宽带轻松实现。

满量程SINAD和SNR虽然足以满足单音输入信号，但不能为宽带无线电中存在的无数信号和宽带频谱提供完整的图像。多音调测试和 SFDR 功率扫描信息量更大。

转换器在数字化满量程信号时的性能通常与处理比满量程低 10、20、30 dB 或更高的较小信号（典型的宽带无线电）的性能不同。图2显示了12位、50 MSPS AD8011的SFDR与信号幅度的关系。由于转换器积分非线性和满量程时的采样/保持压摆率限制，SFDR实际上随着全跨度附近信号电平的降低而改善，从而提供了更大的动态范围。SFDR比率对于较低的信号电平更好，因为转换器在其余范围内更加线性。多个信号也会产生近乎满量程的代码，但随机非相关信号的总和类似于抖动。

图2.AD9042的SFDR与输入幅度的关系

抖动是一种技术，用于通过使转换器在每次对给定模拟电平进行采样时使用其范围的不同部分来降低有效本底噪声的非线性度。它可以通过模拟或数字方法实现。以数字方式生成伪随机数（抖动），转换为模拟数，并与模拟输入信号重复求和[因此给定电平的每个转换结果取决于抖动值]。每次转换后，从数字输出中减去伪随机数字值。这种技术减少了重复执行相同非线性时产生的光谱内容。在宽带接收机中，背景噪声和其他不相关信号提供了抖动的一些好处，但抖动通常是有意增加的，以提高动态性能。

三阶互调失真：（IMD）在存在两个大信号而存在许多较小信号的情况下很重要。两个最大的信号将在（2f）处产生由非线性引起的杂散2， G1) 和 （2f1， G2).显著杂散可以覆盖位于这些频率上的小期望信号，就像谐波可以掩盖小信号一样;由于这些产品总是按带状排列，因此无法过滤。IMD并不重要，因为它对较大信号的影响，而是干扰附近信道中的较小信号。可以清楚地看到图3中的上部IMD乘积，混叠后带。还表明，除了IMD，其他杂散也可能会出现问题。在这种情况下，在 2（f2， G1） 表示双音 SFDR 等测量与双音 IMD 同样重要。

图3.AD9042的双音性能

差分线性误差（DNL）虽然是特定于架构的，但会因多级转换器内的失配而增加。当低信号电平跨越相对糟糕的代码（在DNL图中突出的代码）时，它们变得很重要。在图4的SFDR图中可以看到SFDR在-25和-40 dBFS之间的急剧下降。失配的均方根误差保持不变，但随着信号电平的降低，SFDR会变得更糟，并且对杂散项的贡献更大。再往下，信号不再越过这些不匹配，SFDR保持高电平。多个信号或增加抖动可以减少该误差源，从而提高接收器的性能。

图4.一个“坏”的SFDR情节。注意在 35 dB 附近下降。

头部空间：当模数转换器在宽带架构中接收多个通道时，每个信号电平必须远小于转换器的满量程。单独一个信号可能使用转换器的满量程范围，但当存在两个信号时，假设信号功率相等，每个信号都必须是半振幅（-6 dB），以防止这些信号在其峰值处加在一起时出现输出削波。信号数量每增加一倍，单个电平就需要降低 6 dB。例如，4 个通道为 -12 dBFS，8 个通道为 -18 dBFS。多通道无线电必须具有足够的动态范围，以解决因可用信号电平降低而损失的SNR。此外，无线电设计人员在ADC范围的顶部保留3至15 dB的裕量作为裕量，以防止随着新呼叫者进入小区而出现额外信号时不可避免的高输入峰均方比和饱和带来的削波。

其他模数转换器要求

采样率：许多宽带无线电使用宽动态范围、超高截点混频器（如AD831）（模拟对话28-2，第3-5页）将RF频谱混合到基带（从直流到某些高频的一系列信号）。此类无线电的转换器要求采样速率至少为最高频率（奈奎斯特速率）的两倍，即直流至10 MHz信号范围的最低采样速率为20 MSPS，并且通常具有至少20%的额外裕量，将所需的编码速率提高到约25 MSPS。

对于模拟和数字标准，过采样可提供可提高有效SNR的处理增益。对于数字调制数据，ADC应以数据速率的整数倍采样，以便通道中心位于FFT或滤波器箱的中心。例如，如果接收器正在解码GSM数据包，则采样速率将是270.833-kHz数据速率的倍数。典型的GSM接收器使用每比特48个样本的倍数，对于基本采样率，Fs，的 13 MSPS。[1]模拟接收（如 AM 和 FM）的采样速率是通道带宽的倍数。使用 AMPS（30kHz 标准），典型采样率为 1024[2]带宽的倍数为 30.72 MSPS。

驱动器和过滤：基带采样的替代方法是对位于第二或第三奈奎斯特区的IF信号进行采样[即，从（N-1）Fs/2到NFs/2].因此，第二个奈奎斯特区来自Fs/2至Fs;第三个是来自Fs至 （3/2）Fs.为Fs= 25 MSPS，第二个区域为 12.5 MHz 至 25 MHz;第三个是25-37.5 MHz。 使用较高的区域可以大大放宽驱动放大器的谐波要求，因为对于高于第一奈奎斯特区的频率进行滤波要容易得多。

在 10 MHz 基带下，对于具有 1 MHz 信号的 70 dB 谐波抑制，驱动放大器必须具有 70 dB 谐波性能，因为抗混叠滤波器不能滤除低于 10 MHz 的谐波。但是，如果系统设计用于 26 MHz 的 1 MHz 基带信号 （Fs+ 1 MHz，在第三个奈奎斯特区），二次谐波将为 52 MHz，远远超出数字化仪抗混叠滤波器的 25 至 37.5 MHz 通带（图 5）。无需牺牲转换器精度;由于采样系统内的信号折叠，所有转换器谐波总是落在“带内”。通过牺牲放大器性能提高以放宽滤波器规格来简化模拟电路要求。但互调要求不能降低;放大器和转换器的IM必须始终落在带内。

图5.易于滤波：第三奈奎斯特区的欠采样信号，以消除基带谐波。

[1]其他可能的采样频率包括26 MSPS和39 MSPS，均为13 MSPS的倍数。

[2]其他倍数通常是可能的，通常是 2 的幂，并且在可用转换器的采样率能力范围内。

宽带无线电过采样和过程增益

SNR可以通过称为处理增益的数值运算来改善。在任何数字化过程中，信号采样越快，本底噪声越低。SNR没有改善，总积分噪声保持不变，但它分布在更多的频率上。本底噪声遵循公式（b = 分辨率）：

Noise Floor = 6.02 b + 1.8 + 10 log (Fs / 2 BW)

这表示转换器的量化噪声，并显示噪声与采样速率之间的关系。采样速率每增加一倍，有效本底噪声就会降低3 dB。

虽然通过提高采样率可以实现一些增益，但它们相对较小。然而，当需要使用数字信号处理芯片对信号进行通道化和滤波时，在数字滤波过程中可以获得重要的收益。例如，如果使用AD9042采样速率以40.96 MSPS的速度对30 kHz AMPS信号进行数字化处理，则只有一小部分宽带噪声通过数字滤波器通带。通带（0.03 MHz/20.48 MHz）中的噪声降低以对数形式为10对数（20.48 MHz/30 kHz）或28.3 dB。

考虑到这一点，给定信号的有效SNR是

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log (Fs / (2 x BW)) - HR

如果实际的SNR规格已知，则将其替换为（6.02 b +1.8）项。如果转换器的SNR规格为67 dB，有8个信号，则每个信号将比满量程低18 + 12 dB（裕量-HR）（如上所述）。因此，整体信号电平将比满量程低30 dB（即SNR降低到37 dB）。但有效信道信噪比将为 67+28.3-30 = 65.3 dB。

审核编辑：郭婷