从传感器到ADC的危险路径：工程师要做什么？

问题：

是否有一个构建模块允许我将微小的传感器输出信号直接传输到ADC输入电压？

答：

是的，最新的ADI仪表放大器系列可以抑制CM，收集差分信号，将电压转换为ADC输入电压要求，并一举保护ADC免受过压影响！

在无数工业、汽车、仪器仪表和众多其他应用中，最普遍的挑战之一是如何将微小的传感器信号正确连接到ADC，以进行数字化和数据采集。换能器信号通常很弱，很脆弱，可能很嘈杂，看起来像一个非常高的阻抗源，并且可能位于巨大的共模（CM）电压之上。这些都不利于ADC输入喜欢看到的内容。在本文中，我将介绍最近的集成解决方案，这些解决方案可能会一劳永逸地满足可怜的工程师的帮助请求，超出当前可用的范围。我还将介绍详细的设计步骤，以配置驱动ADC输入的完整传感器接口仪表放大器（仪表放大器）。

图1.从传感器到ADC的挑战。

什么适合传感器，为什么会有问题？

这个问题的简短答案是仪表放大器。这就是换能器更喜欢研究的：仪表放大器。

仪表放大器可能具有精度（低失调）和低噪声，不会破坏小输入信号。它们具有适用于许多传感器信号（如应变片、压力传感器等）的差分输入，并且能够抑制存在的任何 CM，只留下我们感兴趣的原始小电压，没有不需要的 CM。 仪表放大器具有巨大的输入阻抗，不会加载传感器，确保脆弱的信号不受信号处理的影响。此外，仪表放大器允许大增益和较大的可选增益范围（通常使用单个外部电阻器），以实现最大的灵活性，使目标小信号适应远高于信号路径噪声电平的电压，并适合ADC模拟输入。由于仪表放大器专为精度而设计，因此它们经过内部调整，可在很宽的工作温度下保持其性能，并且不受电源电压变化的影响。它们还通过具有非常低的增益误差来保持其精度，从而随着摆幅的变化而限制测量或信号误差。

ADC输入希望看到什么？

ADC输入不是最容易驱动的负载。有来自内部电容器的电荷注入，C代数转换器在图2中，前端的开关动作使得为ADC进行量化提供高度线性和建立的信号是一项具有挑战性的任务。驱动ADC输入的驱动因素必须能够处理这些大电荷注入，并在下一个转换周期之前快速建立。此外，驱动器噪声和失真不应成为限制因素，具体取决于ADC分辨率（位数）。

图2.ADC输入驱动具有挑战性。

综上所述，这些要求并非易事，尤其是对于低功耗驱动器。此外，作为半导体工艺现代化的一部分，ADC的工作电源电压与日俱增。作为这种趋势的不良副作用，ADC输入往往更容易受到输入过压应力和可能的伤害或损坏的影响。这就需要有外部电路来防止这种过压。任何此类外部电路都不应限制带宽或引起任何类型的失真，此外还不应向信号添加任何可测量的噪声。同样非常希望整个电路反应迅速，并从过压事件中优雅快速地恢复。

此外，还存在转换输入信号以符合ADC模拟输入电压范围的挑战。为执行此任务而添加的任何电路元件都受到前面列出的所有约束（即低失真、低噪声、足够带宽等）。

问题是：如果仪表放大器可以直接驱动ADC就好了！

尽管仪表放大器带来了所有这些功能，但它们也存在一些缺点，需要更多的电路元件来完成从物理世界（传感器）到数字世界（ADC）的路径。传统上，仪表放大器不是驱动ADC挑剔输入的首选电路元件（有些ADC比其他ADC更挑剔）。仪表放大器已经做到了太多，以至于希望它做得更多似乎是不公平的！

克服ADC驱动器的谐波失真（HD）是一项艰巨的挑战。以下是ADC驱动器必须满足或超过的失真类型的表达式，作为ADC分辨率的函数：

SINAD：信噪比 + 失真

ENOB：有效位数

因此，对于 16 位的 ENOB，SINAD ≥ 98 dB

目前市场上的仪表放大器通常不是用来驱动ADC输入的。最常见的原因是这些器件缺乏高分辨率ADC所需的线性度。线性度或谐波失真（也称为THD，总谐波失真）是阻止仪表放大器直接驱动ADC的最可能限制因素。当复杂的波形被数字化时，一旦被失真项污染，信号就会与任何此类污染无法区分，因此数据采集就会受到影响！驱动器还应该能够从前面解释的ADC输入电荷注入瞬态快速建立。

改进的当前解决方案

借助新的仪表放大器系列，我们现在拥有一个器件系列，可以完成仪表放大器传统上所做的所有工作，而且它现在可以很好地直接驱动ADC，并保护ADC输入！LT6372-1（增益范围为0 dB至60 dB）和LT6372-0.2（增益/衰减范围为–14 dB至+46 dB）有助于完成可直接驱动ADC输入的精密传感器接口的任务。

图3.理想的传感器放大器/ADC驱动器可视化。

使用高精度、低噪声仪表放大器（如 LT6372 系列）直接驱动一个 ADC 模拟输入，无需增加另一个放大或缓冲级，具有明显的优势。其中一些优势包括减少元件数量、功耗、成本和电路板面积，以及高CMR、出色的直流精度、低1/f噪声和单元件增益选择。

许多被选为 ADC 驱动器的高速运放可能不具备 LT1 系列所具有的低 6372/f 噪声，因为它是建立在专有工艺之上的。此外，可能必须增加额外的缓冲和增益级来放大小传感器信号。采用直接仪表放大器内ADC驱动时，放大器级或基准电压源均无额外的噪声源或直流失调项。

LT6372-1 和 LT6372-0.2 具有极高的输入阻抗，能够连接传感器或类似的信号输入，并提供大增益 （LT6372-1） 或衰减 （LT6372-0.2） 而不会引起负载，而其低失真和低噪声可确保在高达 16 kSPS 的 150 位和较低分辨率 ADC 下实现准确转换而不会降级。图4显示了每个器件在给定增益设置下可以实现的带宽。

图4.LT6372-1 和 LT6372-0.2 在不同增益下的频率响应。

请参考图 5 了解 LT6372-1 的失真与频率的关系，以确保失真项不会显著影响在最高目标频率下考虑的 ADC 的 THD 性能。以ADC为例，LTC2367-16的SINAD规格为94.7 dB。为确保驱动器不占主导地位，图5显示LT6372-1是频率低于~5 kHz的合适选择。

图5.LT6372-1 总谐波比与频率的关系。

将 LT6372-1 用作 ADC 驱动器的细节

除了前面提到的优势之外，LT6372系列的分离基准架构（图6所示为单独的RF1和RF2引脚）提供了一种优雅的方式，可以直接高效地将信号转换到ADC FS电压范围内，而无需使用额外的基准电压源和其他外部电路来实现相同的目标。 从而降低成本和复杂性。对于大多数ADC，REF2（如图所示与V相关）OCM此处的直流电压）将连接到 ADC V裁判电压，这将确保ADC模拟输入中电平为V裁判/2.

图6.LT6372 分离基准，用于将信号转换至 ADC 模拟输入。

LT6372 系列内置输出箝位 （CLHI 和 CLLO） 可确保 ADC 的敏感输入不会因正方向或负方向的瞬变而受到侵犯或可能受到损害。它们允许无失真的输出摆幅直至箝位电压，具有快速响应和恢复功能，以提供ADC保护，并在可能触发任一箝位的瞬态后快速恢复正常工作。

一些SAR ADC的模拟输入对放大器的驱动负载提出了挑战。放大器需要具有低噪声和快速建立，并具有高直流精度，以将不需要的信号扰动保持在7LSB或更低。更高的采样速率和更高阶的ADC对放大器提出了更高的要求。图<>显示了典型SAR ADC的输入。

图7.采集/采样模式下的SAR ADC输入。

图7所示的开关位置对应于采样或采集模式，其中模拟输入连接到采样电容C代数转换器在下一阶段的操作开始转换之前。

在此阶段开始之前，开关 S2 已将 C 放电代数转换器电压为 0 V 或其他偏置点，例如 FS/2。在采样周期开始时，当S1闭合而S2打开时，VSH和模拟输入之间的电压差导致瞬态电流流动，从而使C代数转换器可以向模拟输入电压充电。对于更高采样速率的ADC，该电流可高达50 mA。电容器 C内线有助于缓解由于电流阶跃而导致的放大器输出电压的阶跃变化，但放大器仍然受到其干扰，需要在采集周期结束前及时建立。电阻器 R内线将驱动程序与 C 隔离内线并且还减少了驱动重型电容器时对稳定性的影响。R 值的选择内线和 C内线是在与这种电流注入的更多隔离和由于以这种方式形成的低通滤波器而导致的建立时间下降之间进行权衡。该滤波器还可以帮助降低带外噪声并提高SNR，尽管这不是其主要功能。

ADC前端RC元件价值设计

选择 R 的值需要考虑许多因素内线和 C内线.以下是通过FFT或其他方式测量的影响ADC动态响应的因素摘要：

CEXT：充当输入电荷反冲产生的电荷桶，以最小化电压阶跃，从而缩短建立时间。

太大：它可能会影响放大器的稳定性，并可能降低LPF滚降频率，过低而无法通过信号。

太小：来自ADC输入的电荷反冲变得太大，无法及时建立。

REXT：在放大器输出和C之间提供隔离内线以确保稳定性。

太大：它可能会使建立时间恒定过长。在观察ADC输入非线性阻抗时，也可能导致THD增加。1会增加IR压降误差。

太小：放大器可能变得不稳定，或者其正向路径建立可能因 C 而受到影响内线.

以下是设计 R 的几个设计步骤内线和 C内线以LT2367-16 ADC为例，由最大输入频率为6372 kHz的LT1-2驱动，f在，采样率为 150 kSPS（有关以下一些公式的完整推导，请参阅参考文献 1）：

选择一个 C内线足够大，可以充当电荷桶，以最大程度地减少充电反冲：

其中：

CDAC：ADC 输入电容 = 45 pF （LTC2367-16）

→ C内线= 10 nF（选定）

计算ADC输入电压阶跃V步用：

其中：

VREF = 5 V （LTC2367-16）

CDAC：ADC 输入电容 = 45 pF （LTC2367-16）

CEXT = 10 nF（从早期开始）

→ V步= 22 mV（计算）

注意：此V步函数假定 C代数转换器在每个采样周期结束时放电至地，LTC2367-16 就是这种情况。五世步参考文献1中的公式具有不同的假设，因为它适用于ADC架构，其中C代数转换器电压在样品之间保持。

计算输入 R 的数量内线× C内线时间常数，NTC，需要建立，假设阶跃输入呈指数建立：

其中：

VSTEP：ADC输入电压步进较早计算

VHALF_LSB：LSB/2 尺寸（伏特）。使用5 V FS和16位时，即38 μV （= 5 V/217）

→ NTC = 6.4 个时间常数

计算时间常数 τ：

其中：

tACQ：ADC采集时间;tACQ = tCYC – tHOLD

假设采样率为 150 kSPS：

tCYC = 6.67 μs （= 1/150 kHz）

tHOLD = 0.54 μs （LTC2367-16）

因此：tACQ = 6.13 μs

→ τ ≤ 0.96 μs

使用 τ 和 C内线已知，R内线可以计算：

→·内线≤ 96 Ω

我们现在有了外部RC值，允许所选ADC正确建立。如果计算出的 R内线太高，C内线可以增加和R内线重新计算以减小其值，反之亦然。图 8 显示了 R 的值内线对于 C 的选定值内线以简化在此示例条件下操作时的任务。

图8.ADC外部输入RC关系，用于正确建立。

使用前面的步骤查找合适的 REXT 和 CEXT 起始值。应执行台架测试和评估，并根据需要优化这些值，同时牢记此类更改对性能的影响。

总结

引入了一个新的仪表放大器系列，以帮助弥合传感器和数据采集之间的差距。详细探讨了这些器件的特性，并举例说明了如何设计ADC前端组件，以确保驱动器和ADC组合能够提供预期的分辨率。