具有宽动态范围的高端电流检测：三种解决方案

作者：Neil Zhao， Wenshuai Liao， and Henri Sino

电流检测是一项关键功能，对于电机控制、电磁阀控制、通信基础设施和电源管理等应用中的精密闭环控制是必需的。最终用途从安全关键型汽车和工业应用到手持设备，其中功率和效率至关重要。精密电流监控使设计人员能够获得关键的瞬时信息，例如电机转矩（基于电机电流）、DC-DC转换器的效率、基站LDMOS（横向扩散MOS）功率晶体管中的偏置电流，或诊断信息，例如对地短路。

为了了解系统设计人员在为电路板选择最精确、最具成本效益的电流传感器时所面临的关键权衡、选项和挑战，我们仔细研究了蜂窝基站功率放大器和其他相关应用中LDMOS偏置电流监控中的电流检测。

电流监控在基站功率放大器中是必要的，特别是对于3G和LTE中使用的更复杂的调制方法，其中峰均功率比从3G W-CDMA的5.2 dB（约2.1比3）到LTE OFDM的8.5 dB（约7.1比1）不等，而最流行的3G单载波GSM为2 dB（约1比2）。控制环路功能之一是监控LDMOS偏置电流，从而允许LDMOS的偏置针对给定功率输出进行适当调制。通常，这种直流偏置电流具有基于工作、最大或非峰值操作的宽动态范围。对于设计人员来说，这意味着需要一个精确的电流传感器来监控50 mA（或低至15 mA）的电流。1至20 A，而LDMOS的漏极偏置在28 V至60 V的高电压范围内。 使用分流电阻器监控此电流意味着设计人员只能使用非常小的分流器，当LDMOS电流为20 A时，该分流器不会耗散太多功率。例如，即使是10 mΩ分流器在最大电流下也会耗散4 W。

虽然分流电阻可用于处理此功率，但电路板可能需要更低的功耗。但是，选择这样的低电阻值意味着，在低电流（例如50 mA）下，10 mΩ分流器两端的电压非常小（500 μV），这使得精确监控成为一项挑战，因为电路还必须承受高共模电压。

本文将重点介绍电流检测解决方案，帮助设计人员在存在高共模电压的情况下准确监控宽范围的直流电流。还将特别注意温度性能，这是一个通常不容易校准的关键参数，但在室外功率放大器的情况下必须面对。本文介绍了三种可选的解决方案方法（按设计复杂性降低的顺序排列），为各种应用提供可行的高精度、高分辨率电流检测。

使用分立元件（如运算放大器、电阻器和齐纳二极管）构建电流传感器。该解决方案采用零漂移放大器AD8628作为关键元件。

通过使用高压双向分流监控器（如AD8210）和额外的外部元件来扩展动态范围和精度，实现更高的集成度。

采用应用优化的器件，例如新推出的AD8217，这是一款易于使用、高度集成的零漂移电流传感器，输入共模电压范围为4.5 V至80 V。

为高端电流检测配置标准运算放大器

图1所示为采用AD8628的基于运算放大器的分立解决方案。同样的设置也适用于其他运算放大器，但所需的特定特性包括低输入失调电压、低失调电压漂移、低输入偏置电流以及轨到轨输入和输出摆幅能力（如果可能）。其他推荐的放大器包括AD8538、AD8571和AD8551。

图1.采用运算放大器的分立式大电流检测解决方案。

该电路监视高压侧电流I。放大器通过齐纳二极管偏置，在本例中，齐纳二极管的额定电压为5.1 V。它的使用可确保放大器在高共模电平下安全工作，其电源电压保持稳定并在允许的电源限值内，同时输出由MOSFET转换为电流，并通过电阻转换为以地为参考的电压RL.因此，输出电压可以为转换器、模拟处理器和其他以地为参考的元件（如运算放大器或比较器）供电，以进行进一步的信号调理。

在这种配置中，电压跨越RG等于两端的电压R分流因为通过 MOSFET 的反馈将两个高阻抗运算放大器输入保持在相同的电压。电流通过RG流经场效应管和RL发展V输出.流过分流电阻器的电流I与分流电阻器之间的关系V输出由公式 1 表示：

 

(1)

 

R分流选择：最大值R分流受最大电流下允许功耗的限制。的最小值R分流受运算放大器输入范围和误差预算的限制。通常，值R分流范围为 1 mΩ 至 10 mΩ，用于监控大于 10 A 的电流。如果单个电阻器不能满足功耗要求或对于PCB来说太大，R分流可能必须由多个并联电阻组成。

RG选择： RG用于将与高端电流成比例的电流转换为低端电流。最大RG受 P 沟道 MOSFET 的漏源漏电流限制。例如，考虑常见的P沟道增强模式垂直DMOS晶体管BSS84。最大我DSS在各种条件下如表1所示。

表 1.漏源漏电流

 

条件	最大 IDSS
VGS = 0 V; VDS = –40 V; TJ = 25°C	–100 nA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 25°C	–10 µA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 125°C	–60 µA

 

考虑 LDMOS 漏极电流监控示例，采用 28V 共模和我DSS的 100 nA。最小电流通过的镜子RL应至少 20 次我DSS.这导致

最低要求RG受最大负载电流下允许的镜面电流功耗限制

R偏见选择：电流通过R偏见 分频以产生运算放大器的静态电流和基本恒定的齐纳二极管电压，VZ，（确定运算放大器的电源电压）。确保流过齐纳二极管的电流不超过其最大调节电流，我Z_MAX，当放大器电流，我供应，基本上为零，并且V在是最大值：

为确保二极管电压稳定，流过二极管的电流应高于其最小工作电流，我Z_MIN什么时候我供应是最大值和V在是最小值：

齐纳二极管和R偏见是该解决方案中的关键元件，因为它们消除了以下电路的高共模电压，并允许使用低压精密运算放大器。为了获得最佳电压稳定性，齐纳二极管应具有低动态电阻和低温度漂移。

R1选择： R1用于在输入瞬变超过运算放大器电源电压时限制放大器输入电流。建议使用 10kΩ 电阻。

失调电压，V操作系统和失调电流，我操作系统，所选的运算放大器至关重要，尤其是在分流电阻值低且负载电流较低的情况下。V操作系统 + 我操作系统×R1必须小于我最低×R分流，或者放大器可能已饱和。因此，首选具有零交越失真的轨到轨输入放大器，以获得最佳性能。

这种分立解决方案需要考虑的另一个问题是温度漂移。即使使用零漂移放大器，优化由齐纳二极管、MOSFET和电阻等分立元件引起的漂移也非常困难或成本高昂。从表 1 中，最大值我DSS的 MOSFET 在 –10 μA 至 –60 μA 范围内变化，工作温度从 25°C 变为 125°C，如下所示：V一般事务人员= 0 V 和VDS= –50 V.这种漂移会降低系统在整个温度范围内的精度，尤其是在监控电流较低时。齐纳二极管的漂移会影响放大器电源的稳定性，因此所使用的放大器应具有高电源抑制（PSR）。

此外，设计人员必须考虑到该解决方案的低功耗效率：消耗大量功率R偏见.例如，如果总线共模电压为28 V，则齐纳二极管电压输出为5.1 V，并且R偏见是一个1000 Ω电阻，电路将耗散超过0.52 W的不良功率。这会增加功耗预算，必须加以考虑。

采用AD8210和外部元件的高端电流检测

图2a显示了AD8210集成高压双向分流监控器的简化框图;图2b所示为采用外部基准电压源的单向应用。

图2.（a） AD8210高压双向分流监控器。

（b） 带外部参考的大范围单向应用。

AD8210放大流过分流电阻的正电流或负电流产生的小差分输入电压。AD8210抑制高共模电压（高达65 V），并提供以地为参考的缓冲输出。

如图2a所示，它包括两个主模块：差分放大器和仪表放大器。输入端子通过R连接到差分放大器A11和 R2.A1通过调整通过R的小电流来消除其自身输入端子上的电压1和 R2与 Q1 和 Q2。当AD8210的输入信号为0 V时，电流以R为单位1和 R2 相等。当差分信号不为零时，通过其中一个电阻的电流增加，在另一个电阻中减小。电流差与输入信号的大小和极性成正比。

通过Q1和Q2的差分电流通过R转换为差分电压3和 R4.A2配置为仪表放大器。差分电压通过A2转换为单端输出电压。增益在内部设置为20 V/V，采用精密调整的薄膜电阻。

输出基准电压可通过 V 轻松调节参考文献1和 V参考文献2引 脚。在处理双向电流的典型配置中，V参考文献1连接到 V抄送而V参考文献2已连接到 GND。在这种情况下，输出以 V 为中心抄送/2当输入信号为0 V时，因此使用5 V电源时，输出中心为2.5 V。输出将大于或小于2.5 V，具体取决于通过分流电阻器的电流方向。

这种配置适用于充电/放电应用，但如果用户需要利用整个输出范围来测量单向电流，则图2b电路显示了可以使用外部电源设置范围的典型方式。这里，电阻分压器由运算放大器缓冲以驱动V参考文献1和 V参考文献2引脚连接在一起，以偏移输出。

放大器很难单独监控负载电流，因为它接近于零。采用5 V电源时，AD8210的线性输出范围最小输出为50 mV，最大输出为4.9 V。 考虑分流电阻为10 mΩ的应用。流过它的最小电流必须大于250 mA，以确保AD8210的输出高于其最低点50 mV。

图2b所示的配置增加了一个失调，以允许测量较小的电流。基于20 V/V的放大器增益，输出电压与监控电流之间的关系可计算为公式2：

 

(2)

 

例如，使用电阻，R1和R2分别为9800 Ω和200 Ω，失调电压将为100 mV。当差分输入为0 V时，AD8210输出现在为100 mV，安全地处于线性范围内。如果分流电流范围为 50 mA 至 20 A，则R分流 = 10 mΩ，输入范围为0.5 mV至200 mV;AD8210的输出范围为10 mV至4 V加上失调电压，或0.11 V至4.1 V，完全在AD8210的额定线性范围内。

事实上，使用这种配置，设计人员可以将AD8210的输出偏移到其电源范围内的任意点，以处理具有任意不对称程度的任意电流范围。需要运算放大器来缓冲分压器，因为精密调整的电阻在内部连接到基准输入，因此，为了获得最佳结果，这些输入应以低阻抗驱动。可用于缓冲外部基准电压源的精密、低成本运算放大器包括AD8541、AD8601、AD8603、AD8605、AD8613、AD8691和AD8655。

与分立式解决方案相比，如果输出电压范围不能满足电流检测范围要求，这种集成解决方案要求分流监控器具有高共模电压范围和输出失调。但它可以处理双向电流监控，并避免上述温度漂移和功耗问题。AD8210的失调漂移和增益漂移保证最大值分别为8 μV/°C和20 ppm/°C。例如，如果将AD8603用作缓冲器，则其失调仅占1 μV/°C，与AD8210已经很低的失调电压漂移相比，可以忽略不计。分压器的功耗，R1和 R2是

或仅1.2 mW，使用图2b中的参数。

使用零漂移AD8217进行高端电流监控

最近，ADI公司推出了AD8217，这是一款具有零漂移和500 kHz带宽的高压电流传感器，专门设计用于在宽温度、输入共模和差分电压范围内提高分辨率和精度。图3a显示了该器件的简化框图;图3b显示了典型应用中的它。

图3.（a） 高分辨率、零漂移分流监控器AD8217。

（b） 使用AD8217进行高端电流检测。

为了测量通过小分流电阻的极小电流，AD8217在整个温度范围内具有最小20 mV输出范围，优于AD8210的50 mV范围。因此，如果分流器上监控的最小负载电流从电流传感器产生20 mV最小输出，即1 mV最小输入，则用户可以选择如图8217b所示配置的AD3。AD8217输出电压与输入电流之间的关系可由公式3计算：

 

(3)

 

AD8217内置低压差稳压器（LDO），可为放大器提供恒压电源。LDO可承受4.5 V至80 V的高共模电压，其功能与图1中的齐纳二极管相似。

AD8217的出厂设置增益为20 V/V，在整个温度范围内最大增益误差为±0.35%。在整个温度范围内额定±300 μV的初始失调和极小的温度漂移（±100 nV/°C）将增加任何误差预算。缓冲输出电压直接与任何典型的模数转换器接口。无论共模如何，当输入差分至少为8217 mV时，AD1都能提供正确的输出电压。如上所述，使用10 mΩ分流电阻时，最小电流可低至100 mA。

单芯片解决方案避免了分立解决方案的温度漂移和功耗问题。

性能结果比较

以下部分将展示比较三种不同方法获得的测试结果。通过改变输入电压和负载电阻来调节通过分流器的输入电流。在数据中，已经进行了初始校准，以消除与我们电路板中使用的所有器件相关的初始增益和失调误差。

图4是R两端输出电压的线性曲线图L作为流过的输入电流的低端值的函数R分流，使用图1所示电路测量。R分流为 10 mΩ;RG是 13 Ω;R偏见是 100 Ω;R1为 10 kΩ;负载电阻为200 Ω;RL是 200 Ω;齐纳二极管输出为5.1 V;运算放大器为AD8628;MOSFET是BSS84。最大相对误差为0.69%，校准后平均值为0.21%。

图4.图8628中AD1的低电流测试结果。

图5是AD8210输出电压与流经R的输入电流低端值的线性度曲线分流，使用图2b的电路测量。R分流为 10 mΩ;R1为 20 kΩ;R2为 0.5 kΩ;负载电阻为200 Ω。外部基准电压缓冲器为AD8603。校准后最大相对误差为0.03%，平均值为0.01%。

图5.图8210b中AD2的低电流测试结果。

图6是AD8217输出电压与流经R的输入电流低端值的线性关系图分流在图3b的电路中。R分流为10 mΩ，负载电阻为50 Ω。最大相对误差为0.088%，线性校正后平均值为0.025%。

图6.图8217b中AD3的低电流测试结果。

请注意，测试必须集中在范围的低端，并且没有覆盖整个50 mA至20 A范围。原因是线性度挑战主要在于该范围的低输出电压（低单极性电流）部分。

还对每种溶液在–40°C、+25°C和+85°C下进行了温度实验。 表2显示了在+25°C下使用相同的校正系数在–40°C和+85°C下校准数据时的最大相对误差和平均误差。

表 2.使用相同的校正系数在不同温度下的最大和平均误差

 

解决方案电路		AD8628	AD8210	AD8217
–40°C	最大误差 （%）	11.982	2.117	0.271
	平均误差 （%）	4.929	2.059	0.171
+25°C	最大误差 （%）	1.806	0.075	0.103
	平均误差 （%）	0.228	0.039	0.022
+85°C	最大误差 （%）	6.632	3.800	0.918
	平均误差 （%）	5.769	3.498	0.421

 

如果系统中可以使用温度传感器，则可以使用不同的校正因子来校准不同温度下的数据，但会增加组件和制造成本。表3显示了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正因子时的最大相对误差和平均误差。

表 3.使用不同的校正系数在不同温度下的最大和平均误差

 

解决方案电路		AD8628	AD8210	AD8217
–40°C	最大误差 （%）	1.981	0.022	0.114
	平均误差 （%）	0.303	0.009	0.023
+25°C	最大误差 （%）	1.806	0.075	0.103
	平均误差 （%）	0.228	0.039	0.022
+85°C	最大误差 （%）	1.844	0.038	0.075
	平均误差 （%）	0.241	0.013	0.020

 

温度实验表明，采用自稳零技术的器件在宽温度范围内具有高精度，尤其是AD8217。

图7.使用AD8628分立解决方案进行温度实验。

图8.使用AD8210集成解决方案进行温度实验。

图9.采用AD8217单芯片解决方案进行温度实验。

结论

测试结果表明，这三种解决方案都可用于宽动态范围高端电流检测：所有三种解决方案的输出均为线性，而采用AD8217的解决方案无需独立电源即可获得最佳误差性能。±100nV/°C 失调漂移特性也使其成为在 –40°C 至 +125°C 温度范围内实现最精确性能的理想选择。从系统设计的角度来看，单芯片解决方案可以节省PCB面积，简化PCB布局，降低系统成本，提高可靠性。这些发现尤其适用于单向电流检测应用，其中负载电流范围很宽，动态范围至关重要。

基于这些测试结果，AD8217解决方案是宽动态范围单向高端电流检测和监控的三种选择中最适合的。我们还注意到，AD8210解决方案提供低至0 V输入的工作电压，这对于接地短路条件可能非常有利。另请注意，AD8210能够像充电/放电应用那样对双极性电流进行单芯片监控。

在需要最佳系统性能的实际系统设计中，建议使用校准和温度检测。

审核编辑：郭婷