同步反向SEPIC拓扑提供高效率降压/升压转换器

在许多市场中，对高效同相DC-DC转换器的需求不断增加，这些转换器可以在降压或升压模式下工作，以最小的成本和元件数量降低或增加输入电压至所需的调节电压。反向SEPIC（单端初级电感转换器），也称为zeta转换器，具有许多特性，使其成为此功能的理想选择（图1）。分析ADP1877双通道同步开关控制器的操作和实现方式，将揭示其对该应用的有用特性。

图1.逆 SEPIC 拓扑。

初级开关 QH1 和次级开关 QL1 以相反的相位工作。在导通时间内，QH1 导通，QL1 关闭。电流在两条路径中流动，如图2所示。第一种是从输入端，通过初级开关，能量传输电容器（C大牌2）、输出电感（L1B）和负载——最后通过地返回到输入。第二条路径是从输入端经过初级开关、接地参考电感（L1A），然后通过地返回输入。

图2.电流图。QH1 关闭，QL1 打开。

在关闭期间，开关位置反转。QL1 正在传导，QH1 关闭。输入电容（C在） 断开，但电流继续以两条路径流过电感，如图 3 所示。第一种是从输出电感，通过负载，通过地，然后通过次级开关回到输出电感。第二条路径是从接地参考电感，经过能量传输电容、次级开关，然后回到接地参考电感。

图3.能量传递图—QL1 闭合，QH1 打开。

应用电感伏秒平衡和电容电荷平衡的原理，可以得到公式1中指定的平衡直流转换比，其中D是转换器的占空比（周期的导通时间部分）。

 

(1)

 

这表明，如果占空比大于0.5，则会在输出端调节更高的电压（升压）;如果占空比小于0.5，则调节电压将较低（降压）。该分析的其他相关结果是，能量传输电容器两端的稳态电压（C大牌2） 等于V外在无损系统中;通过输出电感（L1B）的电流的直流值等于我外;通过接地参考电感的电流的直流值 （L1A） 为我外×V外/V在.能量传输电容器还提供直流阻断V在自V外.当存在输出短路的风险时，此属性可能很有吸引力。

分析还表明，反向SEPIC中的输出电流是连续的，对于给定的输出电容阻抗，输出电压纹波较低。与满足不连续输出电流拓扑的相同纹波要求所需的电容器相比，这允许使用更小、成本更低的输出电容器。

通常，次级开关（QL1）是单向功率二极管，这限制了这种拓扑的峰值效率。但是，ADI公司双通道同步开关控制器（见附录）采用单通道ADI公司ADP1877，可以在完全同步配置中设计反向SEPIC，采用双向MOSFET作为次级开关。这使得峰值效率显著提高，同时在输出电流大于1 A时减小转换器的尺寸和成本。

图4显示了完全同步反向SEPIC配置的功率级，该配置由ADP1877实现，仅需三个小型、廉价的附加元件（C大牌1， D.DRV和 R.DRV），耗散的功率可以忽略不计。

图4.同步反向SEPIC的功率级，通过ADP1的通道1877实现。

反向SEPIC的理想稳态波形如图5所示。通道 1 开关节点 SW1（参见附录中的图 A）在V在 + V外在导通时间内，在关断时间内为0 V。连接电荷泵电容器，C英国夏令时，至 SW1 施加的电压大约等于V在 + V外在导通时间内，高边内部驱动器（BST5引脚）的自举上轨和高端驱动器（DH1引脚）的输出上+1 V，从而增强了初级浮动N沟道MOSFET开关QH1。箝位二极管，D.DRV，确保 C大牌1有大约V外 + V前轮驱动(D.DRV），在稳态输出期间，以ADP1的DH1877引脚至QH1栅极为基准。C两端的电压大牌1防止主开关在关断期间产生高于其阈值的栅极-源极电压，当 X 节点电压大约等于 –V外.

图5.同步反向SEPIC的理想波形（死区时间忽略）。

ADP1877具有脉冲跳跃模式，使能后，通过降低开关速率来提高轻负载下的效率，为输出提供足够的能量以保持输出电压处于稳压状态，从而大大降低栅极电荷和开关损耗。此模式可在同步反向SEPIC和同步降压拓扑中启用。由于图1877所示的DC-DC转换电路只需要双通道ADP4的单个通道，因此另一种通道可用于任一拓扑。

电感耦合和能量传输电容器

在图4中，功率电感L1A和L1B显示为耦合。在这种拓扑中耦合电感的目的是减少输出电压和电感电流中的纹波，并增加最大潜在的闭环带宽，如下一节所示。

即使电感是耦合的，耦合也不应足够紧密，无法通过磁芯将大量能量从一个绕组传递到另一个绕组。这可以通过找到漏感（L利克）的耦合电感和能量传输电容器（C大牌2），使得其复阻抗的大小是漏感和单个绕组的电阻（DCR）的复串联阻抗的十分之一，如公式2、3和4所示。设计符合这种关系的电路可以最大限度地减少通过耦合磁芯的能量传输。漏感可以根据耦合系数计算得出，耦合系数常见于耦合电感数据手册。

 

		(2)
		(3)
		(4)

 

1：1的匝数比是理想的，因为它每个绕组所需的电感是分立电感器在给定输出电压纹波水平下所需的电感的一半。1

小信号分析和环路补偿

对反向SEPIC转换器进行完整的小信号分析超出了本文的范围;但是，如果遵循以下准则，则完整的分析将变得学术化。

首先，谐振频率（fRES） 必须首先计算，以便找到目标交越频率的上限。当电感解耦时，该频率降低，从而显著降低潜在的最大闭环带宽。

 

(5)

 

在此频率下，可能存在300°或更多的“高Q”相位滞后。为避免在整个负载范围内出现低相位裕量转换器，应以交越频率（f统一） 在十分之一fRES.阻尼这种谐振在很大程度上取决于输出负载电阻和耦合电感的直流电阻。在较小程度上，阻尼取决于能量传输电容器的等效串联电阻（ESR）和功率MOSFET（QHl和QL1）的导通电阻。因此，当输出负载电阻变化时，看到闭环传递函数的特征在此频率下发生巨大变化也就不足为奇了。

耦合系数往往不是一个控制良好的参数，所以目标交越频率，f统一，应设置为十年以下fRES若fRES小于开关频率，f西 南部.标准“II型”补偿（具有两个极点和一个零点）可用于以下情况：f统一设置正确。

 

(6)

 

图6显示了ADP1877在同步反向SEPIC降压/升压拓扑中采用时的反馈环路的等效电路。上盒包含功率级和电流环路;下部框包含电压反馈环路和补偿电路。

图6.具有内部电流检测L环路的功率级和ADP1877的补偿方案，配置在同步反向SEPIC拓扑中。

下框中的补偿元件值可以按如下方式计算：

 

		(7)

		(8)
		(9)

 

GCS，转换器的跨导，计算公式为：

 

(10)

 

C外是转换器的输出电容。ESR是输出电容的等效串联电阻。R负荷是最小输出负载电阻。一个.CS是电流检测增益，ADP1877可在3 V/V至24 V/V范围内以离散步长进行选择。Gm是误差放大器的跨导，ADP550为1877 μs。V裁判是与误差放大器正输入相连的基准电压，ADP0为6.1877 V。

G.CS是一个与频率无关的增益项，随RDS（ON），次级开关的电阻增强时。预计当该电阻和占空比D处于最低时，最高交越频率就会发生。

为确保在最大输出电流下未达到补偿箝位电压，电流检测增益的最高值（一个.CS） 应选择服从以下不等式：

 

(11)

 

其中∆IL是电感纹波电流的峰峰值。

 

(12)

 

如果添加过多的斜率补偿，本节中的公式将不太准确：直流增益将降低，并且由于输出滤波器而导致的主极点位置的频率将增加。

斜率补偿

对于使用ADP1877实现的同步反向SEPIC，电流模式控制器中的次谐波振荡现象2必须考虑在内。

通过设置R坡道根据下式，采样极的品质因数可以设置为单位，从而防止次谐波振荡，3若f统一设置得当。

 

(13)

 

值得注意的是，作为RDS（ON）—次级开关的电阻增强时—减小，采样极的 Q 值也随之降低。如果再加上其他相关容差，导致Q小于0.25，则应进行仿真，以确保转换器没有过多的斜率补偿，并且在考虑容差的情况下不是“过电压模式”。R 的值坡道必须使ADP6的RAMP引脚产生200 μA至1877 μA的电流，如公式14所示。

 

(14)

 

功率组件应力

从图2和图3中的电流图可以看出，功率MOSFET在导通时承载电感电流的总和。因此，通过两个开关的电流的直流分量为

 

(15)

 

通过两个开关的电流的交流分量为

 

(16)

 

知道这些值后，可以快速计算通过每个开关的电流的均方根值。与 R 结合使用DS（开）最大在选定的MOSFET中，这些可用于确保MOSFET具有热稳定性，功耗足够低以满足效率要求。

图7.同步反向SEPIC的理想电流波形（死区时间忽略）。

准确计算初级开关中的开关损耗超出了本文的范围，但应该注意的是，在从高电阻状态过渡到低电阻状态时，MOSFET 两端的电压将从 ~V在 + V外至 ~0 V，流经器件的电流将从 0 A 摆动至我外[1/（1 – D）]。开关损耗可能是这些幅度摆幅的主要损耗，在选择反向传输电容（C.RSS） 和RDS（ON）成反比。

漏源击穿电压 (BVDSS），对于初级和次级开关，必须大于输入电压加上输出电压（见图5）。

峰峰值输出电压纹波（∆V脉动） 的近似值为

 

(17)

 

通过输出电容的电流的均方根值（I rms C外） 是

 

(18)

 

峰峰值电感电流（∆我L公式12中指定的）取决于输入电压，因此当该参数变化时，必须确保输出电压纹波不超过规格，并且通过输出电容的均方根电流不超过其额定值。

对于使用ADP1877实现的同步反向SEPIC，输入电压加上输出电压不得超过14.5 V，因为电荷泵电容连接到开关节点，其V在 + V外当主开关导通时。

实验室结果

图8显示了同步反向SEPIC的效率与5 V和3.5 V输入的5 V输出的负载电流的函数关系，这是需要在3.3 V和5.0 V输入轨之间切换的应用的常见情况，或者输入电压动态裕量以优化系统效率的应用。对于 1A 至 2A 负载，输入电压高于和低于输出电压，转换器的效率达到 90% 以上。

图8.效率与负载电流的关系。

与图8相关的相关电源组件的物料清单如表1所示;它仅包括常见的现成组件。采用业界领先的肖特基二极管（具有低正向压降）代替QL1的类似异步设计，在两个输入电压下满载时效率降低近10%。异步设计也将更大、更昂贵，并且可能需要昂贵的散热器。

表 1.电源组件

 

指示器	部件号	制造者	价值	包	评论
QH1/QL1	FDS6572A	仙童半导体	20 BVDSS	二氧化硫8	功率场效应管/6 mΩ （最大值） @ 4.5 Vgs @ 25°C Tj
L1A/B	PCA20EFD-U10S002	TDK	每绕组 3.4 μH	30 毫米 × 22 毫米 × 12 毫米	1：1：1：1：1：1 耦合电感/铁氧体/每个绕组 35.8 mΩ（最大值）DCR

 

结论

许多市场对提供比输入（升压和降压）更高和更低电压的高效同相转换器的需求正在增加。ADI公司的双通道同步开关控制器ADP1877允许用低损耗MOSFET取代功率级中常用的高损耗功率二极管。这种效率的提高可以降低成本和电路尺寸，并使系统能够满足严格的能源要求。通过遵循一些准则，可以快速计算出用于鲁棒补偿的组件值，并且使用常见的现成组件可以实现高效率。

审核编辑：郭婷