如何在控制回路中使用对数放大器

术语对数放大器，正如通常理解的那样，是指计算输入信号包络对数的器件。在8307 MHz 500 dB对数放大器AD90对10 MHz正弦波对100 kHz三角波调制的8 MHz正弦波（见图10）的响应中，请注意，示波器照片上的输入信号由100 MHz信号的许多周期组成，使用示波器的时间/格旋钮压缩在一起。我们这样做是为了显示信号的包络，重复频率要慢得多，为<> kHz。随着信号包络的线性增加，我们可以在输出响应中看到特征log（x）形式。相反，如果我们的测量设备是线性包络检测器（例如二极管检测器），则输出仍将是三波。

图8：对数放大器对线性包络斜坡的响应

因此，对数放大器指示对数域中信号的交流幅度。通常，对数放大器用于测量信号强度，而不是检测信号内容。用于描述这种类型的对数放大器的术语“解调”有点误导，但由于对数放大器恢复信号包络的对数（类似于解调AM的过程），因此已采用术语解调来描述这种类型的设备。

解调对数放大器的操作

对数放大器简化框图（见图9）的核心是放大器的级联链。这些放大器具有线性增益，通常在10至20 dB之间。为简单起见，我们选择了5个放大器的链，每个放大器的增益为20 dB或10X。现在，想象一下一个小正弦波被馈入链中的第一个放大器。第一个放大器在将信号施加到第二个放大器之前，会将信号增益提高10倍。因此，当信号通过每个后续级时，它被额外放大20 dB。

图 9：对数放大器框图

现在，随着信号沿着增益链向下移动，它将在某个阶段变得如此之大，以至于它将开始在精确的水平上削波或限制，在本例中，它被设置为1 Vpk。

在信号在其中一级进入限幅后（这发生在图9中第三级的输出端），限幅信号继续沿着信号链向下移动，保持其1 Vpk幅度。

每个放大器输出端的信号也被馈入全波整流器（在图9中标记为Det）。如图所示，这些整流器的输出相加，夏季的输出施加到低通滤波器，以消除整流信号的纹波。这会产生对数输出（通常称为“视频”输出），这将是稳态交流输入信号的稳态直流输出。

要了解此信号转换如何生成输入信号包络的对数，请考虑如果输入信号减少 20 dB 会发生什么情况。如图所示，夏季的未过滤输出约为 4 Vpk（来自 3 个限制阶段和第四个即将限制的阶段）。如果我们将输入信号减少 10 倍，则少一个级将受到限制。该阶段的电压会将夏季的输出降低到大约 3 V。如果我们将输入信号再降低 20 dB，夏季的输出将降至约 2 V。

因此，输入端每变化1 dB，输出就会变化20 V。我们可以将对数放大器描述为具有50 mV/dB的斜率。这与以mV/dB为单位的斜率随输入电平变化的二极管检波器的关键区别。对数放大器的明显优点是它具有更高的动态范围和恒定的斜率。然而，二极管检波器传递函数在高精度很重要的情况下具有优势。由于二极管电路在高输入电平下具有非常高的分辨率（即每dB的电压更高），因此对功率进行小幅调整将更容易。

斜率和截距方面的传递函数

与二极管检波器电路一样，斜率和截距是定义对数放大器传递函数的两个规格。AD900（8313 MHz至100.2 GHz 5 dB对数放大器）在65 MHz时的传递函数显示，输入端发生10 dB变化时，输出电压变化约180 mV。由此我们可以推断出传递函数的斜率为10 mV/dB。

图 10： 对数放大器的斜率和截距

现在，我们可以看到，当输入信号降至约-65 dBm以下时，响应开始趋于平缓，器件处于其范围的底部。但是，如果我们推断传递函数的线性部分，直到它到达水平轴，我们就会到达一个我们称之为截距的点（在这种情况下约为 -93 dBm）。请注意，对数放大器规格中的约定是指定此 x 轴截距，而不是我们用于指定二极管检波器的 y 轴截距。

特定器件的斜率通过简单的两点校准来确定，即测量线性工作范围内的两个已知输入电平的输出电压。坡度很简单，

截距由方程给出，

一旦我们知道特定设备的斜率和截距，我们就可以使用简单的公式计算出线性范围内（在本例中约为-65 dBm至0 dBm）内任何输入电平的对数放大器的理想输出电压，

例如，如果输入信号为 -40 dBm，则输出电压将等于，

值得注意的是，截距值的增加会降低输出电压。

在实际系统中，我们将使用对数放大器根据测量的输出电压估计（未知）输入信号。为此，我们重新排列方程 [3]，

日志一致性

就像我们检查二极管检波器的线性度一样，我们可以绘制对数放大器响应的线性度。谈论对数函数的线性有点令人困惑，但更具体地说，我们对设备的传递函数与log（x）数学函数的一致性感兴趣。

因此，对数一致性显示了器件保持恒定斜率的范围，还显示了输入范围内的纹波或任何非线性度。对数放大器的动态范围定义为斜率保持在某个误差带内的范围，通常为±1 dB或±3 dB。例如，在图11中，±1 dB动态范围约为95 dB（从+5 dBV到-90 dBV）。

图 11： 对数放大器的对数一致性

温度稳定性

与二极管的情况一样，我们还可以绘制对数放大器相对于计算的斜率和室温截距随温度变化的对数一致性。8314 dB对数放大器AD45在2.5 GHz时的传递函数和对数一致性（图12）表明，在大约1 dB（-40 dBV至-17 dBV）的范围内，温度漂移和对数一致性完全在±57 dB误差带内。在精密应用中，设备不应在此范围之外运行。请注意，对于0 dBm（-13 dBV）的输入电平，25 ºC时的对数一致性误差仍然相当不错，约为+0.7 dB。然而，随着温度的流逝，特别是在寒冷的情况下，误差急剧增加至约-2 dB。大多数无线通信系统在最大功率下都有最严格的辐射规格，这一事实加强了这种在对数放大器的最大输入电平上“后退”的需求。

图 12： 对数放大器的温度稳定性

dBV 与分贝

RF系统中使用最广泛的惯例是以dBm为单位指定功率，即相对于1 mW的分贝。在功率方面对数放大器输入电平的规范严格来说是对流行惯例的让步;与二极管检测器一样，它们不响应功率，而是响应输入电压。dBV的使用更正确。但是，由于大多数用户根据功率指定RF信号 - 更具体地说，相对于50 Ω的dBm - 我们使用dBV和dBm来指定对数放大器的性能，在50 Ω环境的特殊情况下显示等效dBm电平。

检测快速射频脉冲

现在考虑如果输入信号不是连续的，而是脉冲打开和关闭会发生什么。对数放大器输出对输入端变化的响应时间将由输出低通滤波器的RC时间常数决定（再次参见图9）。AD8310是一款440 MHz、95 dB对数放大器，响应持续时间为13 ns的100 MHz突发（见图300），10%至90%上升时间（常用的对数放大器响应时间度量）约为15 ns。在实际应用中，这使我们能够检测和测量短至约40 ns的RF突发。

图 13： 对数放大器脉冲响应

将输出低通滤波器的带宽（通常称为视频带宽）设置得非常高将导致频率接近或低于转折频率的输入信号产生残余输出纹波。AD8313对10kHz输入突发的响应会导致输出纹波过大（见图14），因为该器件的转折频率在内部设置为13 MHz左右。然而，通过在输出端增加一个单极点低通滤波器，可以轻松纠正这个问题，而不会造成损失。

图 14.对数放大器输出纹波

视频带宽和输入信号带宽不应混淆。单芯片对数放大器的最大输入信号带宽通常在50 MHz至2.5 GHz左右，而这些器件的视频带宽通常在1至30 MHz范围内。

可以看到另一个有趣的效果（再次图 14）;请注意，对数放大器响应的衰减似乎比突发的衰减慢得多。这是一个有趣的效果，它是由正在发生的日志转换的性质引起的。但请记住，在低输入电平下，输入信号的微小变化会对输出电压产生重大影响。例如，输入电平从7 mV到700 μV（或约-30 dBm到-50 dBm）的变化与输入电平从70 mV到7 mV的变化具有相同的效果。作为对数放大器，这就是您所期望的。但是，如果我们用肉眼观察输入信号（即RF突发），我们看不到mV范围内的微小变化。正在发生的事情（在图14中）是突发不会立即关闭，而是下降到某个水平，然后呈指数衰减到零。现在，如果您绘制衰减指数信号的对数，您会得到一条类似于图中尾部的直线。在实验室。测试对数放大器脉冲响应，提供具有近乎理想衰减的输入信号是非常具有挑战性的。一种常见的方法是用来自发生器的脉冲对RF信号进行选通，其中脉冲宽度可以以非常高的分辨率进行调整3.

输入匹配

对数放大器的输入阻抗范围通常为数百至数千欧姆。虽然无功匹配技术可用于将典型的50 Ω源阻抗转换为更高的电平，但简单的电阻分流通常可提供最佳的整体输入匹配。当对数放大器的输入阻抗与频率相关时尤其如此。通常，选择略大于50 Ω的分流电阻器，该分流电阻器与对数放大器的较高输入阻抗并联，总输入阻抗为50 Ω。

Fig. 15: Log Amp Input Matching

A Typical RF Power Control Loop with Digital Control

A typical RF power control loop which has digital control (Fig. 16) has RF signal from the PA (with a maximum power of +40 dBm) passing through a directional coupler on its way to the antenna. Directional couplers are characterized by their coupling factor which is typically in the 10- to 30-dB range, i.e. the output signal is 10 to 30 dB smaller than the primary output. Because the coupled output must deliver some power (in this case to the detector), the coupling process takes some power from the main output. This manifests itself as insertion loss, which is higher for lower coupling factors.

Fig. 16: Digitally-Controlled RF Transmission System

In the example shown (Fig.16) the coupled output must be attenuated by a further 25 dB before it is applied to the AD8314 log amp (recall from earlier that the AD8314 is very temperature stable for input levels below about -4 dBm.) 

The AD8314's output is digitized in an ADC. For an 8-bit ADC and a detector dynamic range of 40 dB, this results in a resolution of 0.16 dB/code (40dB/28.) This resolution is more than sufficient for most precision applications. 

Once the transmitted power is detected and digitized a DAC is used to adjust the system. In this case the power is adjusted by changing the gain of a variable gain amplifier (VGA) at IF. This is just one way in which power can be changed with other options including bias adjustment of the PA and variation of the amplitude of the baseband signal. 

The response time of this loop will be dominated by the digital control circuitry. In general the reaction time of the detector and the VGA will be small in comparison to the conversion rates of the ADC and DAC, and the digital processing time. 

A Typical Analog AGC Loop

Where fast regulation of gain is required the inherent latency of a digitally-controlled AGC loop may not be acceptable. In such situations, an analog AGC loop may be a good alternative.

Beginning at the output of the VGA in a generic version (Fig. 17) this signal is fed, usually via a directional coupler, to a detector. The output of the detector drives the input of an op amp, configured as an integrator. A reference voltage drives the non-inverting input of the op amp, and the output of the op amp integrator drives the gain-control input of the VGA. Now, let's examine how this circuit works.

图 17： 模拟自动增益控制环路

最初假设VGA的输出处于某个低电平，积分器上的基准电压为1 V。低检波器输出导致积分器电阻R两端的压降。通过该电阻产生的电流只能来自积分器电容器C.沿该方向流动的电流会增加积分器的输出电压。驱动VGA的该电压增加了增益（我们假设VGA的增益控制输入具有正意义，即增加电压会增加增益。增益将增加，因此增加放大器的输出电平，直到检波器输出等于1 V。此时，流经电阻/电容的电流将降至零，积分器输出将保持稳定，从而建立环路。如果电容电荷随着时间的推移而损失，增益将开始降低。但是，这种泄漏将通过新降低的检测器电压的额外积分器电流快速纠正。

该电路的主要用途在于其对VGA增益控制功能变化的抗扰度。至少从静态角度来看，增益和增益控制电压之间的关系对整体传递函数没有影响。根据 Vref 的值，积分器将增益控制电压设置为产生所需输出电平所需的任何电平。增益控制功能中的任何温度依赖性都将被消除。此外，VGA增益传递函数中的非线性不会出现在整个传递函数中（Vout与Vref）。唯一的要求是VGA的增益控制功能是单调的。然而，检测器的温度稳定至关重要。

如前所述，该电路设计用于为不同的输入电平产生恒定的输出电平。由于这导致恒定的输出电平，因此很明显，检波器不需要宽动态范围。我们只要求它对于对应于设定值电压Vref的输入电平保持温度稳定。例如，前面讨论的二极管检波器电路在低电平时温度稳定性较差，但在高电平下稳定性合理，在电平输出相当高的应用中可能是一个不错的选择。

如果我们使用的检波器具有更高的动态范围，我们现在可以使用该电路在宽动态范围内精确设置VGA输出电平。为此，积分器基准电压Vref是可变的。Vref上的电压范围直接取决于检波器的传递函数。例如，如果检波器在-0 dBV的输入电平下提供5.20 V电压，则当检波器输入为-0 dBV时，5.20 V的基准电压将导致环路建立（VGA输出将大于VGA和检波器之间存在的任何耦合因子。

可变Vout情况的动态范围由环路中具有最小动态范围（即VGA的增益控制范围或检波器的线性动态范围）的器件决定。同样，请注意，VGA不需要精确的增益控制功能。在这种情况下，VGA增益控制的动态范围定义为增益控制电压增加导致增益增加的范围。

该环路的响应时间可以通过改变积分器的RC时间常数来控制。将其设置为低电平将导致快速输出建立，但可能导致输出包络振铃。将RC时间常数设置为高将给予环路良好的稳定性，但会增加建立时间。

值得注意的是，使用术语AGC（自动增益控制）来描述这种电路架构从根本上是不正确的。术语AGC意味着增益是精确设置的。实际上，自动设置的是输出电平，因此术语ALC（自动电平控制）会更正确。然而，就像冉冉升起的太阳和传统电流的方向一样，这个术语在流行术语中根深蒂固，因此试图纠正这种不准确性毫无意义。

实用的模拟AGC环路

在实际的AGC环路（图18）中，AD603（一款工作频率高达90 MHz的通用VGA）的输出电平由对数放大器AD8314控制;基准电压由5300位DACAD8设置。除了用作检波器外，AD8314还集成了完成环路所需的积分器。我们将探测器的这种工作模式称为控制器模式。

图 18： 实用的模拟AGC环路

AD603可提供2 Vpk-pk的最大输出电压。为了将此最大电平映射到AD8314的最大输入电平，需要0.33的衰减因子（此处使用简单的电阻分压器实现）。DAC的满量程输出电压5 V同样按比例缩小，以对应于AD8314的基准电压范围（0 V至1.25 V）。这不是绝对必要的，因为我们可以只使用那些与对数放大器的参考电压范围相对应的DAC代码。但是，以这种方式调整DAC电压会使控制分辨率（以dB/代码为单位）提高4倍。

如前所述，该电路可用于两种不同的AGC模式。作为电平电路，可能为了向ADC提供恒定的输入幅度，设定点电压将保持恒定。或者，在VGA输入电平相当恒定的发射应用中，将调整设定点电压以将输出信号幅度改变多达45 dB。

本系列的第三部分将讨论对数放大器对不同信号类型的响应，以及均方根直流转换器的使用。