使用桥梁传感器进行设计时如何远离深水

作者：Gustavo Castro and Scott Hunt

仪表放大器（仪表放大器）可以调节传感器产生的电信号，使其数字化、存储或用于控制过程。信号通常很小，因此放大器可能需要以高增益工作。此外，信号可能位于较大的共模电压之上，也可能嵌入大量直流偏移中。精密仪表放大器可以提供高增益，选择性地放大两个输入电压之间的差值，同时抑制两个输入共有的信号。

惠斯通电桥是这种情况的典型例子，但生物传感器等原电池具有类似的特征。电桥输出信号是差分的，因此仪表放大器是高精度测量的首选器件。理想情况下，空载电桥输出为零，但只有当所有四个电阻完全相等时，情况才如此。考虑使用分立电阻构建的电桥，如图1所示。最坏情况下的差分偏移，V操作系统是

 

(1)

 

其中 V前任是电桥激励电压，TOL是电阻容差（以百分比为单位）。

图1.惠斯通电桥偏移。

例如，每个元件的容差为0.1%，激励电压为5 V，差分失调可高达5 mV。如果需要400增益才能达到所需的电桥灵敏度，则放大器输出端的失调变为±2 V。假设放大器由相同的电源供电，并且其输出可以轨到轨摆幅，则仅电桥偏移就可能消耗80%以上的输出摆幅。随着行业趋向于更小的电源电压，这个问题只会变得更糟。

传统的3运放仪表放大器架构（如图2所示）具有差分增益级，后接一个减法器，用于消除共模电压。增益施加在第一级，因此失调被放大与目标信号相同的因子。因此，移除它的唯一方法是在参考（REF）端子上施加相反的电压。这种方法的主要限制是，如果放大器的第一级已经饱和，则调整REF上的电压无法校正失调。绕过此限制的几种方法包括：

根据具体情况使用外部电阻器分流电桥，但这对于自动化生产是不切实际的，并且不允许在出厂后进行调整

降低第一级增益，通过调整REF上的电压来消除失调，并增加第二个放大器电路以实现所需的增益

降低第一级增益，使用高分辨率ADC对输出进行数字化处理，并消除软件中的失调

最后两个选项还需要考虑与原始失调值的最坏情况偏差，从而进一步降低第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的功耗、电路板空间或成本才能获得获得高CMRR和低噪声所需的高第一级增益。此外，交流耦合不是测量直流或非常慢移动信号的选项。

图2.3运放仪表放大器拓扑

AD8237和AD8420等间接电流反馈（ICF）仪表放大器可以在失调放大之前消除失调。图3显示了ICF拓扑的原理图。

图3.间接电流反馈仪表放大器拓扑。

该仪表放大器的传递函数与经典3运放拓扑的传递函数形式相同，由下式给出

 

(2)

 

因为当输入之间的电压等于反馈（FB）和基准（REF）端子之间的电压时，放大器的反馈得到满足，我们可以将其重写为

 

(3)

 

这表明，在反馈和参考端子上引入与失调相等的电压，即使在输入失调较大的情况下，也可以将输出调整为零伏。如图4所示，这种调整可以通过电阻R向反馈节点注入小电流来实现一个来自低成本DAC等简单电压源或来自嵌入式微控制器的滤波PWM信号。

图4.具有失调消除功能的高增益桥电路。

设计程序

由公式（3）可知，R的比值1和 R2按如下方式设置增益：

 

(4)

 

设计人员必须确定电阻值。较大的值可降低功耗和输出负载;较小的值限制了FB处的输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R 的并联组合1和 R2大于约30 kΩ时，电阻开始产生噪声。表 1 显示了一些建议值。

表 1.针对各种增益的建议电阻（1%电阻）

 

R1（千分电阻）	R2（千分电阻）	获得
没有	短	1
49.9	49.9	2
20	80.6	5.03
10	90.9	10.09
5	95.3	20.06
2	97.6	49.8
1	100	101
1	200	201
1	499	500
1	1000	1001

 

简化查找 R 值的过程一个，假设采用双电源供电，REF 端子接地，已知双极性调节电压 V一个.在这种情况下，输出电压由下式给出

 

(5)

 

请注意，来自 V 的增益一个输出是反相的。V 的增加一个将输出电压降低电阻R之比给出的分数2和 R一个.该比率允许针对给定输入偏移最大化调整范围。由于调整范围在增益之前参考放大器的输入端，因此即使使用低分辨率源也可以实现微调步进。由于 R一个通常比 R 大得多1，我们可以将等式 （5） 近似为

 

(6)

 

查找 R 的值一个这将允许最大偏移调整，V在（最大），具有给定的调整电压范围，VA（最大），设置 V外= 0 并求解 R一个给

 

(7)

 

其中 V在（最大）是传感器预期的最大偏移量。公式（5）还表明，插入调整电路会改变从输入到输出的增益。尽管这通常会产生很小的影响，但增益可以重新计算为

 

(8)

 

通常，对于单电源桥式调理应用，基准端子上的电压应高于信号地。如果电桥输出可以摆动正负，则尤其如此。如果基准电压被驱动至电压，则V裁判，使用电阻分压器和缓冲器等低阻抗源，如图5所示，公式（5）变为

 

(9)

 

如果 V外和 V一个是相对于 V 拍摄的裁判在原始方程中。VA（最大）– V裁判也应替换 VA（最大）在公式（7）中。

设计示例

考虑采用单电源桥式放大器，如图4所示，其中3.3 V用于激励电桥并为放大器供电。满量程电桥输出为±15 mV，失调范围为±25 mV。为了获得所需的灵敏度，放大器增益需要为100，ADC的输入范围为0 V至3.3 V。由于电桥的输出可以是正输出或负输出，因此输出以中间电源电压或1.65 V为基准电压。 只需施加100的增益，仅失调就会迫使放大器输出在–0.85 V至+4.15 V之间，超过供电轨。

这个问题可以通过图5所示的电路来解决。桥式放大器A1是一款ICF仪表放大器，如AD8237。放大器 A2，带 R4和 R5，设置 A 的零电平输出1在中期供应。AD5601 8位DAC调整输出，使通过R的电桥失调为零一个.放大器的输出然后由微功耗7091位ADCAD12数字化。

图5.失调消除电路针对单电源供电进行了修改。

从表 1 中，我们发现 R1和 R2增益为1时需要为100 kΩ和101 kΩ。该电路包括一个DAC，可在0 V至3.3 V摆幅，或围绕1.65 V基准电压摆幅±1.65 V。计算 R 的值一个我们使用等式（6）。与 VA（最大）= 1.65 V 和 V在（最大）= 0.025 V， R一个= 65.347 kΩ。电阻容差为1%时，最接近的可用值为64.9 kΩ。然而，这不会给源极精度和温度变化引起的误差留下余地，因此我们选择一种低成本、通常库存的49.9 kΩ电阻。代价是调整分辨率降低，这会导致调整后偏移略大。

根据公式（7），标称增益值可以计算为103。如果设计人员想要获得更接近目标100的增益值，最简单的方法是减小R的值2大约3%至97.6 kΩ，对R的值影响很小一个.在新条件下，标称增益为100.6。

由于DAC可以摆幅±1.65 V，因此总失调调整范围由R形成的分压器给出一个和 R 的并行组合1和 R2，可以按如下方式计算：

 

(10)

 

在 ±32mV 最大电桥失调上进行 ±1.25mV 的调整可提供额外的 28% 调整裕量。对于8位DAC，调整的步长为：

 

(11)

 

调整分辨率为250 μV时，输出端的最大残余失调为12.5 mV。

R 的值3和 C1可根据ADC数据手册中建议的值或基准电压源2确定。对于7091 MSPS的AD1采样，这些值为51 Ω和4.7 nF。以较低速率采样时，可以使用较大的电阻和电容组合，以进一步降低噪声和混叠效应。

该电路的另一个优点是，可以在生产或安装时进行电桥偏移调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响，则可以重新调整电路。

AD8237具有真正的轨到轨输入，因此最适合采用极低电源电压的桥式应用。对于需要更高电源电压的传统工业应用，AD8420是一个不错的选择。这款 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源电压工作，消耗的电流减少 60%。

表2比较了两个仪表放大器。在可用的情况下使用了最小和最大规格。有关更详细和最新的信息，请参阅产品数据表。

表 2.AD8237和AD8420的比较

 

规范	AD8237	AD8420
科技	首席营销系统 （零漂移）	双
静态电源电流	130 微安	80 微安
电源电压范围	1.8 V 至 5.5 V	2.7 V 至 36 V
输入电压范围	–VS– 0.3 V 至 +VS+ 0.3 V	–VS– 0.15 V 至 +VS– 2.2 V
差分输入电压限制	±（VS– 1.2） V	±1 V
轨到轨输出	是的	是的
共模抑制比（G = 100，直流至 60 Hz）	114 千兆字节	100 千兆字节
失调电压	75 μV	125 μV
失调电压漂移	0.3 μV/°C	1 μV/°C
电压噪声频谱密度	68 nV/√赫兹	55 nV/√赫兹
增益误差 （G = 100）	0.005%	0.1%
增益漂移	0.5 ppm/ °C	10 ppm/ °C
带宽，–3 dB （G = 100）	高压功率模式下为 10 kHz	2.5千赫
包	MSOP-8	MSOP-8

 

审核编辑：郭婷