线性稳压器和开关模式电源的基本概念

Henry Zhang

本文介绍线性稳压器和开关模式电源（SMPS）的基本概念。它面向可能不太熟悉电源设计和选择的系统工程师。解释了线性稳压器和SMPS的基本工作原理，并讨论了每种解决方案的优缺点。以降压转换器为例，进一步说明开关稳压器的设计考虑因素。

介绍

当今的设计要求电子系统中的电源轨和电源解决方案越来越多，负载范围从备用电源的几mA到ASIC稳压器的100A以上。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求非常重要，例如高效率、紧凑的印刷电路板 （PCB） 空间、精确的输出调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于系统设计人员来说，电源管理设计正成为一项越来越频繁和更具挑战性的任务，其中许多人可能没有很强的电源背景。

电源转换器从给定的输入电源为负载产生输出电压和电流。它需要满足稳态和瞬态条件下的负载电压或电流调节要求。它还必须在组件发生故障时保护负载和系统。根据具体应用，设计人员可以选择线性稳压器 （LR） 或开关模式电源 （SMPS） 解决方案。为了做出解决方案的最佳选择，设计人员必须熟悉每种方法的优点、缺点和设计问题。

本文重点介绍非隔离电源应用，并介绍其工作和设计基础知识。

线性稳压器

线性稳压器的工作原理

让我们从一个简单的例子开始。在嵌入式系统中，前端电源提供12V总线轨。在系统板上，需要3.3V电压为运算放大器（op amp）供电。产生3.3V电压的最简单方法是使用12V总线上的电阻分压器，如图1所示。效果好吗？答案通常是否定的。运算放大器的 V抄送引脚电流在不同的工作条件下可能会有所不同。如果使用固定电阻分压器，则 IC V抄送电压随负载而变化。此外，12V总线输入可能无法很好地调节。同一系统中可能有许多其他负载共享 12V 电源轨。由于总线阻抗，12V总线电压随总线负载条件而变化。因此，电阻分压器无法为运算放大器提供稳定的3.3V电压以确保其正常工作。因此，需要一个专用的电压调节环路。如图2所示，反馈环路需要调整顶部电阻R1值，以动态调节3.3V的导通电压抄送.

图1.电阻分压器产生 3.3V直流从 12V 总线输入

图2.反馈环路调整串联电阻R1值以调节3.3V

这种可变电阻可以通过线性稳压器来实现，如图3所示。线性稳压器以线性模式工作双极性或场效应功率晶体管（FET）。因此，晶体管用作与输出负载串联的可变电阻器。为了建立反馈环路，从概念上讲，误差放大器通过采样电阻网络R检测直流输出电压一个和 RB，然后比较反馈电压VFB带基准电压 V裁判.误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入 V 时总线电压降低或负载电流增加，V抄送输出电压下降。反馈电压VFB也减少了。因此，反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流进入晶体管Q1的基极。这降低了压降V行政长官因此带回了 V抄送输出电压，使VFB等于 V裁判.另一方面，如果 V抄送输出电压上升，以类似的方式，负反馈电路增加V行政长官以确保3.3V输出的精确调节。总之，V的任何变化O被线性稳压器晶体管的V吸收行政长官电压。所以输出电压V抄送始终是恒定的，并且受到良好的监管。

图3.线性稳压器实现可变电阻来调节输出电压

为什么使用线性稳压器？

线性稳压器长期以来一直被工业广泛使用。它是电源行业的基础，直到 1960 年代后开关模式电源开始流行。即使在今天，线性稳压器仍然广泛用于广泛的应用。

除了使用简单之外，线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商已经开发出许多集成线性稳压器。典型的集成线性稳压器只需要 V在， V外、FB 和可选的 GND 引脚。图 4 示出了 3 多年前开发的典型 1083 引脚线性稳压器 LT20。它只需要一个输入电容、输出电容和两个反馈电阻来设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器设计电源。

图4.集成线性稳压器示例：7.5A 线性稳压器，仅采用三个引脚

一个缺点 – 线性稳压器会消耗大量功率

使用线性稳压器的一个主要缺点可能是其串联晶体管Q1在线性模式下工作的功耗过大。如前所述，线性稳压器晶体管在概念上是一个可变电阻。由于所有负载电流必须通过串联晶体管，因此其功耗为P损失= （V在– VO） • IO.在这种情况下，线性稳压器的效率可以通过以下方式快速估算：

因此，在图1示例中，当输入为12V，输出为3.3V时，线性稳压器效率仅为27.5%。在这种情况下，72.5%的输入功率被浪费并在稳压器中产生热量。这意味着晶体管必须具有热能力，以便在最大V的最坏情况下处理其功率/散热。在和满载。所以线性稳压器及其散热器的尺寸可能会很大，特别是当VO远小于 V在.图5显示，线性稳压器的最大效率与V成正比O/V在率。

图5.最大线性稳压器效率与 V 的关系O/V在率

另一方面，如果V，线性稳压器可以非常有效O接近V在.但是，线性稳压器（LR）还有另一个限制，即V之间的最小电压差在和 VO.LR中的晶体管必须以线性模式工作。因此，它要求双极晶体管的集电极至发射极或FET的漏极至源极具有一定的最小压降。当 VO太接近 V在，LR 可能无法再调节输出电压。可在低裕量 （V在– VO） 称为低压差稳压器 （LDO）。

同样明显的是，线性稳压器或LDO只能提供降压型DC/DC转换。在需要 V 的应用中O电压高于V在电压，或需要负VO来自正 V 的电压在电压、线性稳压器显然不工作。

带高功率均流的线性稳压器 [8]

对于需要更大功率的应用，稳压器必须单独安装在散热器上以散热。在全表面贴装系统中，这不是一个选项，因此功耗的限制（例如1W）限制了输出电流。不幸的是，直接并联线性稳压器来传播产生的热量并不容易。

用精密电流源代替图3所示的基准电压源，允许线性稳压器直接并联以分散电流负载，从而在IC之间分散散热。这使得线性稳压器可以在高输出电流、全表面贴装应用中使用，在这些应用中，电路板上的任何单个点只能散发有限的热量。LT®3080 是第一款可并联用于以获得较高电流的可调线性稳压器。如图6所示，它有一个精密零TC 10μA内部电流源连接到运算放大器的同相输入端。带外部单电压设置电阻器 R设置，线性稳压器输出电压可在0V至（V）范围内调节在– V辍学).

图6.单电阻器设置 LDO LT3080 并采用一个精准电流源基准

图 7 显示了并联 LT3080 以实现均流是多么容易。只需将 LT3080 的 SET 引脚连接在一起，两个稳压器共享相同的基准电压。由于运算放大器经过精确调整，调整引脚和输出之间的失调电压小于2mV。在这种情况下，只需要10mΩ镇流电阻（可以是一个小的外部电阻和PCB走线电阻的总和）就可以平衡负载电流，实现优于80%的均衡均流。需要更多动力？即使并联 5 到 10 个设备也是合理的。

图7.并联两个 LT3080 线性稳压器以实现更高的输出电流

首选线性稳压器的应用

在许多应用中，线性稳压器或LDO为开关电源提供卓越的解决方案，包括：

简单/低成本的解决方案。线性稳压器或LDO解决方案简单易用，特别适用于热应力不重要的低输出电流低功耗应用。无需外部功率电感器。

低噪声/低纹波应用。对于噪声敏感型应用，如通信和无线电设备，最大限度地降低电源噪声非常重要。线性稳压器的输出电压纹波非常低，因为没有元件频繁打开和关闭，线性稳压器可以具有非常高的带宽。所以几乎没有EMI问题。一些特殊的LDO，如ADI公司的LT1761 LDO系列，具有低至20μV有效值输出端的噪声电压。SMPS几乎不可能达到这种低噪声水平。即使使用非常低的ESR电容，SMPS通常也具有mV的输出纹波。

快速瞬态应用。线性稳压器反馈环路通常是内部的，因此不需要外部补偿。通常，线性稳压器具有比SMPS更宽的控制环路带宽和更快的瞬态响应。

低压差应用。对于输出电压接近输入电压的应用，LDO 可能比 SMPS 效率更高。ADI公司的LTC1844、LT3020和LTC3025等压差非常低的LDO （VLDO）具有20mV至90mV的压差和高达150mA的电流。最小输入电压可低至 0.9V。由于LR中没有交流开关损耗，因此LR或LDO的轻负载效率与其满载效率相似。SMPS通常具有较低的轻负载效率，因为它具有交流开关损耗。在轻负载效率也至关重要的电池供电应用中，LDO可以提供比SMPS更好的解决方案。

总之，设计人员使用线性稳压器或LDO，因为它们简单、低噪声、低成本、易于使用并提供快速瞬态响应。如果 VO接近V在，LDO 可能比 SMPS 更高效。

开关模式电源基础知识

为什么使用开关模式电源？

一个快速的答案是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式下工作，而不是线性模式。这意味着当晶体管导通并传导电流时，其电源路径上的压降最小。当晶体管关闭并阻断高压时，几乎没有电流通过其电源路径。所以半导体晶体管就像一个理想的开关。因此，晶体管中的功率损耗最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，尤其是在高电流应用中。例如，现在的12V在， 3.3V外开关模式同步降压电源通常可实现>90%的效率，而线性稳压器的效率则不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸减小至少八倍。

最受欢迎的开关电源——降压转换器

图8显示了最简单、最常用的开关稳压器，即降压型DC/DC转换器。它有两种工作模式，具体取决于晶体管Q1是打开还是关闭。为了简化讨论，假设所有功率器件都是理想的。当开关（晶体管）Q1导通时，开关节点电压V西 南部= V在电感L电流被充电（V在– VO).图8（a）显示了这种电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关断时，电感电流流过续流二极管D1，如图8（b）所示。开关节点电压V西 南部= 0V，电感L电流由V放电O负荷。由于理想电感器在稳态下不可能有直流电压，因此平均输出电压VO可以给出为：

其中 T上是切换周期 TS 内的导通时间间隔。如果比值 T上/TS定义为占空比D，输出电压VO是：

当滤波电感L和输出电容C时O值足够高，输出电压VO是只有mV纹波的直流电压。在这种情况下，对于12V输入降压电源，从概念上讲，27.5%占空比可提供3.3V输出电压。

图8.降压转换器工作模式和典型波形

除了上述平均方法之外，还有另一种方法可以推导出占空比方程。理想的电感不能在稳态下具有直流电压。因此，它必须在开关周期内保持电感伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

等式（5）与等式（3）相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 DC/DC 拓扑，以得出占空比与 V 的关系在和 VO方程。

降压转换器的功率损耗

直流传导损耗

凭借理想元件（导通状态下的零压降和零开关损耗），理想的降压转换器效率可达100%。实际上，功耗始终与每个功率组件相关联。SMPS中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。

降压转换器的传导损耗主要由晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时的压降引起。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略了电感电流的交流纹波。如果使用MOSFET作为功率晶体管，则MOSFET的导通损耗等于IO2• RDS（ON）• D，其中 RDS（ON）是MOSFET Q1的导通电阻。二极管的导通功率损耗等于IO• VD• （1 – D），其中 VD是二极管D1的正向压降。电感的导通损耗等于IO2• R.DCR，其中 R.DCR是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的导通损耗约为：

例如，12V 输入，3.3V/10A.MAX输出降压电源可以使用以下组件：MOSFET RDS（ON）= 10mΩ，电感R.DCR= 2 mΩ，二极管正向电压VD= 0.5V。因此，满载时的传导损耗为：

仅考虑传导损耗，转换器效率为：

上述分析表明，续流二极管消耗3.62W功率损耗，远高于MOSFET Q1和电感L的导通损耗。为了进一步提高效率，二极管D1可以用MOSFET Q2代替，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2的栅极需要与Q1栅极互补的信号，即Q2仅在Q1关断时导通。同步降压转换器的导通损耗为：

如果 10mΩ RDS（ON）MOSFET也用于Q2，同步降压转换器的导通损耗和效率为：

 

上述示例表明，同步降压转换器比传统的降压转换器效率更高，特别是对于占空比小且二极管D1导通时间较长的低输出电压应用。

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号

交流开关损耗

除了直流传导损耗外，由于非理想功率元件，还有其他与交流/开关相关的功率损耗：

MOSFET 开关损耗。真正的晶体管需要时间才能打开或关闭。因此，在导通和关断瞬变期间存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图10显示了同步降压转换器中MOSFET Q1的典型开关波形。顶部FET Q1的寄生电容C的充电和放电广东带电荷 Q广东确定大部分Q1开关时间和相关损耗。在同步降压中，底部FET Q2开关损耗很小，因为Q2始终在其体二极管导通后导通，在其体二极管导通之前关断，而体二极管两端的压降很低。然而，Q2的体二极管反向恢复电荷也会增加顶部FET Q1的开关损耗，并可能产生开关电压振铃和EMI噪声。公式（12）表明，控制FET Q1开关损耗与转换器开关频率f成正比S.能量损失的精确计算 E上和 E关闭Q1并不简单，但可以从MOSFET供应商的应用笔记中找到。
 

电感磁芯损耗PSW_CORE.实际电感还具有交流损耗，这是开关频率的函数。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频SMPS中，磁芯材料可以是铁粉或铁氧体。一般来说，铁粉磁芯柔和饱和但磁芯损耗高，而铁氧体材料饱和度更高，但磁芯损耗较小。铁氧体是陶瓷铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。磁芯损耗主要是由于磁滞损耗造成的。磁芯或电感器制造商通常提供磁芯损耗数据，供电源设计人员估算交流电感损耗。

其他与交流电相关的损失。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE，等于 V.DRV• 问G• fS和死区时间（当顶部 FET Q1 和底部 FET Q2 都关闭时）体二极管导通损耗，等于 （ΔT上+ δt关闭） • VD（Q2）• fS.总之，与交换相关的损耗包括：开关相关损耗的计算通常并不容易。开关相关损耗与开关频率成正比 fS.在 12V 中在， 3.3VO/10A.MAX同步降压转换器，在 2kHz – 5kHz 开关频率下，交流损耗会导致约 200% 至 500% 的效率损耗。因此，满载时的整体效率约为93%，远优于LR或LDO电源。热量或尺寸减小可以接近 10 倍。

图 10.降压转换器顶部FET Q1的典型开关波形和损耗

开关电源组件的设计考虑因素

开关频率优化

通常，更高的开关频率意味着更小尺寸的输出滤波器组件L和CO.因此，可以减小电源的尺寸和成本。更高的带宽还可以改善负载瞬态响应。然而，更高的开关频率也意味着更高的交流相关功率损耗，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于≥10A输出电流应用，大多数降压电源的工作范围为100kHz至1MHz ~ 2MHz。对于< 10A 负载电流，开关频率可高达几MHz。每种设计的最佳频率都是在尺寸、成本、效率和其他性能参数方面仔细权衡的结果。

输出电感器选择

在同步降压转换器中，电感峰峰值纹波电流的计算公式为：

在给定的开关频率下，低电感会产生较大的纹波电流，并产生较大的输出纹波电压。大纹波电流也会增加 MOSFET RMS 电流和传导损耗。另一方面，高电感意味着大电感尺寸和可能的高电感DCR和传导损耗。通常，在选择电感器时，选择10%~60%的峰峰值纹波电流而不是最大直流电流比。电感供应商通常指定 DCR、RMS（加热）电流和饱和电流额定值。在供应商的最大额定值内设计电感的最大直流电流和峰值电流非常重要。

功率场效应管选择

为降压转换器选择 MOSFET 时，首先要确保其最大 VDS额定值高于电源 V在（最大）有足够的余量。但是，请勿选择额定电压过高的 FET。例如，对于 16V在（最大）电源，额定电压为 25V 或 30V 的 FET 是很好的选择。额定电压为60V的FET可能过高，因为FET导通电阻通常随着额定电压的增加而增加。接下来，场效应管的导通电阻RDS（ON）和栅极电荷QG（或 Q广东） 是两个最关键的参数。栅极电荷QG和导通电阻 RDS（ON）.通常，具有小硅芯片尺寸的FET具有低QG但导通电阻高 RDS（ON），而具有大硅芯片的 FET 具有低 RDS（ON）但Q大G.在降压转换器中，顶部MOSFET Q1同时承受传导损耗和交流开关损耗。低 Q 值GQ1通常需要FET，特别是在低输出电压和小占空比的应用中。下侧同步FET Q2具有较小的交流损耗，因为它通常在V时打开或关闭DS电压接近于零。在这种情况下，低 RDS（ON）比Q更重要G用于同步 FET Q2。当单个 FET 无法处理总功率时，可以并联使用多个 MOSFET。

输入和输出电容器选择

首先，应选择具有足够电压降额的电容器。

降压转换器的输入电容具有脉动开关电流和大纹波。因此，应选择具有足够RMS纹波电流额定值的输入电容器，以确保其使用寿命。铝电解电容器和低ESR陶瓷电容器通常在输入端并联使用。

输出电容不仅决定输出电压纹波，还决定负载瞬态性能。输出电压纹波可通过公式（15）计算。对于高性能应用，ESR和总电容对于最小化输出纹波电压和优化负载瞬态响应都很重要。通常，低 ESR 钽、低 ESR 聚合物电容器和多层陶瓷电容器 （MLCC） 是不错的选择。

关闭反馈调节回路

开关模式电源还有另一个重要的设计阶段，即使用负反馈控制方案闭合调节环路。这通常比使用 LR 或 LDO 更具挑战性。它需要对环路行为和补偿设计有很好的了解，以优化动态性能，实现稳定的环路。

降压转换器的小信号模型

如上所述，开关转换器根据开关ON或OFF状态改变其工作模式。它是一个离散的非线性系统。为了使用线性控制方法分析反馈环路，需要线性小信号建模[1][3]。由于输出L-C滤波器，占空比D到输出V的线性小信号传递函数O实际上是一个具有两个极点和一个零点的二阶系统，如公式（16）所示。在输出电感和电容器的谐振频率处有双极。零点由输出电容和电容ESR决定。

 

电压模式控制与电流模式控制

输出电压可通过图11所示的闭环系统进行调节。例如，当输出电压增加时，反馈电压VFB增加，负反馈误差放大器的输出减小。所以占空比降低。结果，输出电压被拉回以使V。FB= V裁判.误差运算放大器的补偿网络可以是I型、II型或III型反馈放大器网络[3][4]。只有一个控制环路来调节输出。这种方案称为电压模式控制。ADI公司的LTC3775和LTC3861是典型的电压模式降压型控制器。

图 11.电压模式控制降压转换器框图

图 12 示出了采用 LTC5 电压模式降压型控制器的 26V 至 1V 输入、2.15V/3775A 输出同步降压电源。由于 LTC3775 具有领先的 PWM 调制架构和非常低的 （30ns） 最小导通时间，因此该电源非常适合将一个高压汽车或工业电源转换为当今微处理器和可编程逻辑芯片所需的 1.2V 低电压的应用。高功率应用需要具有均流功能的多相降压转换器。对于电压模式控制，需要一个额外的均流环路来平衡并联降压通道之间的电流。电压模式控制的典型均流方法是主从法。LTC®3861 就是这样一款多相电压模式控制器。其非常低的±1.25mV电流检测失调使得并联相之间的均流非常精确，以平衡热应力。[10]®

图 12.LTC3775 电压模式同步降压型电源提供了一个高降压比

电流模式控制使用两个反馈环路：一个类似于电压模式控制转换器的控制环路的外部电压环路，以及一个将电流信号反馈到控制环路的内部电流环路。图13所示为直接检测输出电感电流的峰值电流模式控制降压转换器的概念框图。采用电流模式控制时，电感电流由误差运算放大器输出电压决定。电感成为电流源。因此，来自运算放大器输出的传递函数，VC，以提供输出电压 VO成为单极系统。这使得环路补偿变得更加容易。控制环路补偿对输出电容ESR零点的依赖性较小，因此可以使用所有陶瓷输出电容。

图 13.电流模式控制降压转换器框图

电流模式控制还有许多其他好处。如图13所示，由于峰值电感电流受运算放大器V的限制C以逐周期的方式，电流模式控制系统在过载条件下提供更准确、更快的电流限制。在启动期间，浪涌电感电流也得到了很好的控制。此外，当输入电压变化时，电感电流不会快速变化，因此电源具有良好的线路瞬态性能。当多个转换器并联时，通过电流模式控制，也很容易在电源之间共享电流，这对于使用多相降压转换器的可靠大电流应用非常重要。通常，电流模式控制转换器比电压模式控制转换器更可靠。

电流模式控制方案解决方案需要精确地检测电流。电流检测信号通常是几十毫伏级的小信号，对开关噪声敏感。所以， 需要适当和仔细的PCB布局.通过检测通过检测电阻的电感电流、电感DCR压降或MOSFET传导压降，可以闭合电流环路。典型的电流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

恒定频率与恒定导通时间控制

电压模式控制与电流模式控制部分中的典型电压模式和电流模式方案具有由控制器内部时钟产生的恒定开关频率。这些恒定开关频率控制器可以轻松同步，这是大电流多相降压控制器的重要特性。但是，如果负载升压瞬态发生在控制FET Q1栅极关断之后，则转换器必须等待整个Q1关断时间，直到下一个周期才能响应瞬变。在占空比较小的应用中，最坏情况延迟接近一个开关周期。

在这种低占空比应用中，恒定导通时间谷值电流模式控制具有较短的延迟，以响应负载升压瞬变。在稳态操作中，恒定导通时间降压转换器的开关频率几乎是固定的。在发生瞬变时，开关频率可以快速变化，以加快瞬态响应。因此，电源改善了瞬态性能和输出电容，并降低了相关成本。

但是，在恒定导通时间控制下，开关频率可能随线路或负载而变化。LTC®3833 是一款谷值电流模式降压型控制器，具有更复杂的受控导通时间架构 — 恒定导通时间控制架构的一种变体，其区别在于导通时间受到控制，以便开关频率在线路和负载下的稳态级条件下保持恒定。利用这种架构，LTC3833 控制器具有 20ns 的最小导通时间，并允许从高达 38V 电压的降压型应用在至 0.6VO.控制器可以同步至频率范围为 200kHz 至 2MHz 的外部时钟。图 14 示出了具有 3833.4V 至 5V 输入和 14.1V/5A 输出的典型 LTC20 电源。[11] 图15显示，电源可以快速响应突发的高压摆率负载瞬变。在负载升压瞬变期间，开关频率增加以提供更快的瞬态响应。在负载降压瞬态期间，占空比降至零。因此，只有输出电感会限制电流压摆率。除了 LTC3833 之外，对于多输出或多相应用，LTC3838 和 LTC3839 控制器还提供了快速瞬态、多相解决方案。

图 14.采用 LTC3833 的快速、可控导通时间电流模式电源

图 15.LTC3833 电源在快速负载阶跃瞬变期间提供了快速响应

环路带宽和稳定性

精心设计的SMPS在电气和声学方面都很安静。补偿不足的系统则不是这种情况，它往往是不稳定的。补偿不足电源的典型症状包括：磁性元件或陶瓷电容器的可闻噪声、开关波形抖动、输出电压振荡等。过度补偿的系统可以非常稳定和安静，但代价是瞬态响应缓慢。这种系统在非常低的频率下具有环路交越频率，通常低于10kHz。慢瞬态响应设计需要过大的输出电容来满足瞬态调节要求，从而增加了总体电源成本和尺寸。最佳的环路补偿设计是稳定和安静的，但不会过度补偿，因此它还具有快速响应，以最小化输出电容。ADI公司的AN149文章详细介绍了电源电路建模和环路设计的概念和方法[3]。对于没有经验的电源设计人员来说，小信号建模和环路补偿设计可能很困难。ADI公司的LTpowerCAD™设计工具处理复杂的方程，使电源设计，特别是环路补偿成为一项更简单的任务[5] [6]。LTspice仿真工具集成了ADI公司的所有器件模型，并提供额外的时域仿真以优化设计。然而，在原型阶段，通常需要对环路稳定性和瞬态性能进行台架测试/验证。®

通常，闭合电压调节环路的性能由两个重要值来评估：环路带宽和环路稳定性裕量。环路带宽由交越频率f量化C，此时环路增益 T 等于 0 （<>dB）。环路稳定性裕量通常由相位裕量或增益裕量来量化。环路相位裕量 Φm定义为总T（s）相位延迟与交越频率下–180°之间的差值。增益裕量由总T（s）相位等于–0°的频率下T（s）增益与180dB之间的差值定义。对于降压转换器，通常45度相位裕量和10dB增益裕量就足够了。图 16 示出了电流模式 LTC3829 12V 的典型环路增益波特图在至 1VO/60A 三相降压转换器。在本例中，交越频率为3kHz，相位裕量为45度。增益裕量接近64dB。

图 16.LTpowerCAD设计工具提供了一种优化环路补偿和负载瞬态响应的简便方法（三相、单输出LTC3降压型转换器示例）。

用于大电流应用的多相降压转换器

随着数据处理系统变得越来越快、越来越大，它们的处理器和存储单元在不断降低的电压下需要更多的电流。在如此高电流下，对电源的要求成倍增加。近年来，多相（多相）同步降压转换器因其高效率和均匀的热分布而广泛用于大电流、低压电源解决方案。此外，通过交错式多降压转换器相位，输入侧和输出侧的纹波电流可以显著降低，从而减少输入和输出电容以及相关的电路板空间和成本。

在多相降压转换器中，精确的电流检测和共享变得极其重要。良好的均流可确保均匀的热分布和高系统可靠性。由于其在稳态和瞬态期间固有的均流能力，电流模式控制的降压稳压通常是首选。ADI公司的LTC3856和LTC3829是典型的多相降压控制器，具有精准的电流检测和均流功能。对于输出电流为 2A 至 3A 以上的 4、6、12、20 和 200 相系统，可以以菊花链方式连接多个控制器。

图 17.一个 3 相、单 VO采用 LTC3829 的高电流降压型转换器

高性能控制器的其他要求

高性能降压控制器还需要许多其他重要特性。通常需要软启动来控制启动期间的浪涌电流。过流限制和短路锁存可以在输出过载或短路时保护电源。过压保护可保护系统中昂贵的负载器件。为了最大限度地降低系统EMI噪声，有时控制器必须与外部时钟信号同步。对于低电压、高电流应用，远端差分电压检测可补偿PCB电阻压降，并精确调节远端负载处的输出电压。在具有许多输出电压轨的复杂系统中，还需要对不同电压轨进行排序和跟踪。

印刷电路板布局

元件选择和原理图设计只是电源设计过程的一半。开关电源设计的正确PCB布局始终至关重要。事实上，它的重要性怎么强调都不为过。良好的布局设计可优化电源效率，减轻热应力，最重要的是，最大限度地减少走线和组件之间的噪声和相互作用。为此，设计人员必须了解开关电源中的电流传导路径和信号流。通常需要付出巨大的努力才能获得必要的经验。有关详细讨论，请参见ADI公司应用笔记136和139。[7][9]

各种解决方案的选择 – 分立式、单片式和集成式电源

在集成层面，系统工程师可以决定是选择分立式、单片式还是全集成式电源模块解决方案。图18显示了典型负载点电源应用的分立式和电源模块解决方案示例。分立式解决方案使用控制器 IC、外部 MOSFET 和无源元件在系统板上构建电源。选择分立式解决方案的一个主要原因是组件物料清单 （BOM） 成本低。但是，这需要良好的电源设计技巧和相对较长的开发时间。单芯片解决方案使用集成功率MOSFET的IC，以进一步减小解决方案尺寸和元件数量。它需要类似的设计技能和时间。完全集成的电源模块解决方案可以显著减少设计工作量、开发时间、解决方案尺寸和设计风险，但通常具有更高的组件BOM成本。

图 18.（a） 分立 12V 的示例在至 3.3V/10A LTC3778 电源;（b） 一个完全集成的16V在、双通道 13A 或单通道 26A LTM4620 μModule 降压型稳压器®

其他基本非隔离 DC/DC SMPS 拓扑

本应用笔记以降压转换器为例，演示SMPS的设计考虑因素。但是，本应用笔记未介绍至少五种其他基本非隔离式转换器拓扑（升压、降压/升压、Cuk、SEPIC和Zeta转换器）和至少五种基本隔离式转换器拓扑（反激式、正激式、推挽式、半桥和全桥）。每种拓扑都具有独特的属性，使其适用于特定应用。图19显示了其他非隔离SMPS拓扑的简化原理图。

图 19.其他基本非隔离式 DC/DC 转换器拓扑

还有其他非隔离SMPS拓扑，它们是基本拓扑的组合。例如，图20示出了一款基于LTC4电流模式控制器的高效率、3789开关同步降压/升压型转换器。它可以在输入电压低于、等于或高于输出电压的情况下工作。例如，输入范围可以是5V至36V，输出可以是稳定的12V。这种拓扑是同步降压转换器和同步升压转换器的组合，共用一个电感。当 V在> V外，开关 A 和 B 作为有源同步降压转换器工作，而开关 C 始终关断，开关 D 始终导通。当 V在< V外，开关 C 和 D 用作有源同步升压转换器，而开关 A 始终导通，开关 B 始终关断。当 V在接近V外，则所有四个交换机均主动运行。因此，该转换器非常高效，对于典型的98V输出应用，效率高达12%。[12] LT8705 控制器进一步扩展了高达 80V 的输入电压范围。为了简化设计并提高功率密度，LTM4605/4607/4609 进一步将一个复杂的降压 / 升压型转换器集成到一个高密度、易于使用的电源模块中。[13] 它们可以很容易地与高功率应用的负载分配并联。

图 20.高效率 4 开关降压-升压转换器可在输入电压低于、等于或高于输出电压的情况下工作

总结

总之，线性稳压器简单易用。由于它们的串联稳压晶体管以线性模式工作，因此当输出电压远低于输入电压时，电源效率通常较低。通常，线性稳压器（或LDO）具有低电压纹波和快速瞬态响应。另一方面，SMPS将晶体管作为开关工作，因此通常比线性稳压器效率高得多。然而，SMPS的设计和优化更具挑战性，需要更多的背景和经验。每种解决方案对于特定应用都有自己的优点和缺点。

 

审核编辑：郭婷