MAX2683低成本高性能3.5GHz上变频器

本应用笔记描述了MAX2683 3.5GHz上变频器的特性。给出了一个典型的原理图，其中包含用于3.55GHz输出、1.6GHz LO和350MHz输入的匹配组件。噪声系数为~12.5dB，转换增益为8.6dB。集成电路（IC）也可用于下变频器。提供了指向 S 参数表的链接，以帮助设计工程师。

介绍

MAX2683是基于吉尔伯特单元的双平衡有源混频器，能够接受高达3.5GHz的RF输入，并产生高达3.6GHz的IF输出。它具有可调偏置控制、转换增益、对失配不敏感以及以非常紧凑的格式实现的出色隔离。

本应用笔记简要介绍了MAX2683的混频器、设计技巧和典型性能特性。

上变频器评论

混频器的一个基本特性是变频。几乎所有变送器都使用了这一特性。对于典型操作，调制信号的工作频率为f国防部注入混频器的一个端口，并以f的频率输入本振（LO）信号瞧注入到第二个端口。产生的输出射频（RF）信号被上变频为fMOD + fLO的频率。频率转换由调制的fMOD波形cos（fMOD * t）和LO波形相乘产生。从三角学来看，我们有以下内容：

Cos(fMOD * t) * cos(fLO * t) = 1/2 cos(fLO - fMOD) ± 1/2 cos(fLO ± fMOD)

在这种理想的乘法中，混频器的输出仅包含频率为f f的信号瞧， G国防部和 f瞧+ f国防部;即原始调制信号f国防部和本地信号 f瞧在上变频器输出RF端口处完全抑制。

吉尔伯特单元有源混频器基于发射极耦合对放大器。该放大器的工作原理最好通过将调制信号分成共模和差模分量来理解。调制信号进入对的一侧，而另一侧通过电容器交流接地。从对称性来看，共模元件在两个支路之间转换电流，对于小信号，则充当标准共发射极放大器。MAX2683在基本放大器上采用<>个交叉耦合器件，以LO速率将调制信号乘以±，实现所需的双平衡混频器特性。这些器件与发射极耦合对的组合完成了基本的吉尔伯特单元。与调制信号输入一样，LO以单端方式注入，另一侧通过电容器将交流接地。正LO电压导致器件的外部组导通，导致调制信号以LO速率乘以±，而负电压导致内部对导通，也会在LO速率下将调制信号乘以±。

产品设计和性能特点

MAX2683采用+2.7V至+5.5V单电源供电。该器件采用超小型 16 引脚 TSSOP-EP 封装，带有裸露焊盘，适用于高达 3.6GHz 的特殊应用。它采用双平衡吉尔伯特单元架构，具有单端RF和LO输入以及差分集电极开路输出端口。差分输出端口为单端或差分应用提供宽带、灵活的接口。MAX2683具有可调偏置控制，由外部电阻设置，允许用户以电源电流换取线性度，以优化系统性能。逻辑电平控制使能该器件上的内部倍频器，允许外部本地振荡器源以全频或半频运行。内部LO滤波器可降低LO谐波和杂散混频。图1为MAX2683应用的简化框图。图2是MAX2683的引脚说明。后续性能功能的详细信息如下所述。

图1.MAX2683应用的简化框图

图2.MAX2683的引脚说明

直流偏置

MAX2683需要直流偏置。传统的无源混频器使用交流信号来产生器件导通，而有源吉尔伯特电池混频器则需要直流电源。直流偏置以电压VCC的形式施加到器件上。必须施加足够的电压以使吉尔伯特电池中的晶体管导通，否则将不会发生所需的开关动作。混频器工作所需的最小电压为2.7V。随着VCC的增加，简单的偏置方案允许晶体管更难导通。混频器的增益增加，压缩点也增加。由于偏置的变化会影响线性度，因此这种变化会改变混频器产生的谐波和杂散信号的电平。偏差变化也会影响 ft芯片中的晶体管，从而增加混频器工作的频率范围。MAX2683的线性度和电源电流可通过单个电阻BIAS从外部设置，范围为偏置至GND。标称电阻值为1.2kΩ，电源电流将设置为55mA。减小电阻值可改善线性度，但代价是增加电源电流。增加电阻值会降低电源电流，同时降低线性度。使用820Ω至2.0kΩ范围内的电阻值。

获得

MAX2683具有转换增益，因此在传统应用中，输出信号的功率电平高于输入信号。MAX2683的大部分增益来自Gilbert单元中的发射极耦合放大器。实现的增益量随频率、工作温度、振荡器信号和偏置电平而变化。为了优化增益和线性度，正确设计的印刷电路板是任何RF/微波电路的重要组成部分。保持RF信号线尽可能短，以减少损耗、辐射和电感。对于每个接地引脚，使用单独的低电感过孔连接到接地层。为获得最佳性能，请将器件封装按钮上的裸焊盘焊接到电路板接地层。差分集电极开路 RFOUT 和 RFOUT+ 端口需要外部上拉电感至 V抄送，以及用于最佳增益性能的输出匹配网络。调制信号输入、LO输入和RF输出的S参数如表2所示。设计人员可以参考该表来开发优化的匹配电路，以满足其系统规格。

振荡器信号

MAX2683需要低振荡器驱动电平。在基于吉尔伯特电池的混频器中，LO信号的主要功能是切换交叉耦合四通道的外部和内部晶体管之间的导通路径。这需要相对较少的功率。通常，吉尔伯特单元混频器的杂散响应将在较低的振荡器驱动电平下得到改善。增加MAX2683上变频器的LO功率会使四通道和发射极耦合对的晶体管饱和（实际上是“准饱和”），并降低线性度。当LO驱动电平从标称特性值降低时，存在5dB至10dB的范围，在此范围内转换增益不会受到显著影响。当LO驱动电平进一步降低时，转换增益将“滚落”。没有正弦LO信号可以在许多（谐波相关）频率下具有频率分量。MAX5的典型LO输入功率在50Ω匹配时为-2683dBm。

工作频率范围

MAX2683工作在非常宽的频率范围。它可以用作下变频器或上变频器。通过吉尔伯特四单元的调制信号的频率可以达到3.8GHz。如果提供适当的输出匹配网络，输出频率范围可以达到3.6GHz。MAX2683具有内部LO倍频器，允许外部LO以全频或半频工作。以半频运行LO的好处是可以减少通过放大器到天线的不必要的LO泄漏。倍频器之后集成了一个内部LO带通滤波器，有助于降低LO谐波含量和杂散混频。要使能LO倍频器，请将ENX2驱动至逻辑低电平，并将半频外部LO连接到LOX2端口。要禁用并旁路LO倍频器和LO滤波器，请将ENX2驱动至逻辑高电平，并将全频外部LO连接到LOX1端口。禁用LO倍增器的好处是可将电源电流降低15mA。LOX1的最大频率范围高达3.9GHz，LOX2的频率范围高达1.95GHz。

噪声系数

吉尔伯特电池结构不是低噪声配置。混频器噪声系数主要来自四个集电极交叉耦合晶体管的散粒噪声、发射极耦合对中两个晶体管的噪声，以及与发射极耦合对一起使用的两个反馈电阻的热噪声。当输入LO功率非常低时，LO的开关动作会影响混频器噪声系数。MAX2683的典型噪声系数接近12.5dB。

匹配电路

三个端口需要正确匹配才能实现最佳性能。表1提供了三个端口的完整S参数，频率范围为50MHz至6GHz。设计人员可以参考此表选择最佳匹配电路以满足系统规格。本应用笔记包括一个应用原理图，其中显示了三个端口的典型匹配电路。输入端口匹配到350MHz频率，LO端口匹配到1.6GHz，输出端口匹配到3.55GHz。

线性度和动态范围

吉尔伯特电池结构不会产生具有高动态范围的混频器。以下两个公式描述了线性动态范围和无杂散动态范围：

线性动态范围 = = P1dB - [NF + G + 3dB -114 dBm + 10 log10(BW)]
无杂散动态范围 = 2/3 [IP3 - G - NF -10 log10(BW) + 114 dBm]

其中 P1分贝是1dB增益压缩时混频器的输出功率（单位为dBm），NF是混频器的噪声系数（单位dB），G是混频器的转换增益（以dB为单位），BW是混频器的带宽（以dB为单位），IP3是输出三阶截点（以 dB 为单位）。这些公式表明，动态范围是噪声系数、输出压缩点、截取点和增益的函数。由于MAX2683具有中等dB转换增益，因此其动态范围不是很低。MAX2683的线性度可通过单个电阻从外部设置。增大或减小偏置电阻值都会改变MAX2683的线性度性能。当偏置电阻值发生变化时，需要在线性度和电源电流之间进行权衡。

典型应用

图3所示为典型的上变频器应用电路。如图所示，混频器是基于吉尔伯特单元的乘法器，带有RF输入放大器。诸如此类的双平衡混频器在输出端提供良好的端口间隔离和低LO自由直通。RF输出端口输入配置为差分操作。但是，RF输入和LO输入可以在单端操作中驱动。LO和RF输入为50Ω。混频器输出需要一个外部匹配网络，将高输出阻抗转换为低阻抗，以满足系统要求。这种阻抗变换和差分到单端变换需要一个巴伦或阻抗匹配变压器。该应用电路的测试数据如表2所示。

图3.MAX2683的应用原理图

表 2.MAX2683应用的测试数据

（测试条件：VCC = +5.0V，RBIAS = 1.2kΩ，/ENX2 = GND，fRFIN = 350MHz，PRFIN = -20dBm，fLO = 1600MHz，PLO = -5dBm;所有输入/输出端口端接在50Ω;RFOUT+ 和 RFOUT- 匹配至单端 50Ω 负载;TA = +25°C，除非另有说明。

 

PARAMETER	CONDITIONS		TESTED	UNITS
Input Frequency Range	Note 1		350	MHz
RF Output Frequency Range	Note 1		3.55	GHz
LOX2 Frequency Range			1.6	GHz
LOX1 Frequency Range			N/A	GHz
Conversion Gain	fLOX2 = 1600MHz, fRFOUT = 3.55GHz, VCC = +5V		8.6	dB
Gain Variation over Temperature	TA = -40°C to +85°C, VCC = +5V		TBD	dB
Input 1dB Compression Point	fLOX2 = 1600MHz, fRFOUT = 3.55GHz, VCC = +5V		-6	dBm
Input Third-Order Intercept Point	fLOX2 = 1600MHz, fRFOUT = 3.55GHz, VCC = +5V, Note 2		+1.3	dBm
Input Second-Order Intercept Point	fLOX2 = 1600MHz, fRFOUT = 3.55GHz, VCC = +5V		+42.6	dBm
Noise Figure			TBD	dB
RFIN Input Return Loss	At 350 MHz		<-20	dB
LOX2 Leakage at RFIN	/ENX2 = GND	fRFIN = 1 x fLO	-42	dBm
		fRFIN = 2 x fLO	-38
		fRFIN = 3 x fLO	-49
LOX1 Leakage at RFIN	/ENX2 = Vcc	fRFOUT = 1 x fLO	N/A	dBm
LOX2 Leakage at IFOUT+, RFOUT-	/ENX2 = GND	fRFOUT = 1 x fLO	-32.7	dBm
		fRFOUT = 2 x fLO	-16.4
		fRFOUT = 3 x fLO	-53.1
LOX1 Leakage at IFOUT+, RFOUT-	/ENX2 = Vcc	fRFOUT = 1 x fLO	-39	dBm
LOX1, LOX2 Input Return Loss			-18	dB

 

审核编辑：郭婷