MAX2310的VCO储罐设计

本应用笔记介绍了针对85MHz、190MHz和210MHz常用IF频率的各种压控振荡器（VCO）设计。这些设计减少了优化结果所需的迭代次数。分析可以通过简单的电子表格程序完成。

VCO设计

图2所示为MAX2310 IF VCO的差分电路。出于分析目的，必须将油箱电路简化为等效的简化模型。图 1 显示了基本的 VCO 模型。振荡频率可以用EQN1来表征：

EQN1

FOSC = 振荡频率

L = 油箱回路中线圈的电感

Cint = MAX2310储罐端口的内部电容

Ct = 谐振电路的总等效电容

图1.基本VCO模型。

Rn = MAX2310油箱端口的等效负电阻

Cint = MAX2310储罐端口的内部电容

Ct = 谐振电路的总等效电容

L = 油箱回路中线圈的电感

图2.MAX2310油箱电路

电感L与谐振器的总等效电容和振荡器的内部电容（Ct+C国际）（请参阅图 1）。C政变提供直流模块并将变容二极管的可变电容耦合到谐振电路。C分用于将储罐的振荡频率居中到标称值。它不是必需的，但通过允许微调电感值之间的谐振来增加一定程度的自由度。电阻 （R） 通过调谐电压线 （V调整）。它们的值应选择得足够大，以免影响装载的油箱Q值，但又要足够小，以便4kTBR噪声可以忽略不计。电阻的噪声电压由K调制VCO，产生相位噪声。电容 Cv是坦克中的可变调谐组件。变容二极管的电容（Cv） 是反向偏置电压的函数（变容二极管模型参见附录 A）。V调整是锁相环 （PLL） 的调谐电压。

图 3 显示了集总 C流浪VCO 模型。寄生电容和电感困扰着每个RF电路。为了预测振荡频率，必须考虑寄生元件。图3中的电路将寄生元件集中在一个称为C的电容中流浪。振荡频率可以用EQN2来表征：

EQN2

L = 油箱回路中线圈的电感

Cint = MAX2310储罐端口的内部电容

Ccent = 用于居中振荡频率的谐振电容器

杂散 = 集总杂散电容

Ccoup = 用于将变容二极管耦合到谐振二极管的谐振电容器

Cv = 变容二极管的净可变电容（包括串联电感）

Cvp = 变容二极管焊盘电容

图3.集总 C流浪型。

图 4 描述了详细的 VCO 模型。它考虑了焊盘的电容，但为简单起见，不包括串联电感的影响。C流浪定义为：

EQN3

CL = 电感的电容

CLP = 电感焊盘的电容

CDIFF = 由并行走线引起的电容

图4.详细的VCO模型。

Rn = MAX2310油箱端口的等效负电阻

Cint = MAX2310储罐端口的内部电容

LT = 电感器电路串联走线的电感

CDIFF = 由并行走线引起的电容

L = 油箱回路中线圈的电感

CL = 电感的电容

CLP = 电感焊盘的电容

Ccent = 用于居中振荡频率的谐振电容器

Ccoup = 用于将变容二极管耦合到谐振二极管的谐振电容器

Cvar = 变容二极管的可变电容

Cvp = 变容二极管焊盘电容

LS = 变容二极管的串联电感

R = 变容二极管反向偏置电阻的电阻

为了简化分析，电感LT在此设计中被忽略。L的影响T在较高频率下更明显。对L引起的频率偏移进行数学建模T对于下面的电子表格，C 的值差异可以适当增加。电感最小LT以防止不需要的串联共振。这可以通过缩短迹线来实现。

调谐增益

调谐增益（K维科）必须最小化以获得最佳闭环相位噪声。环路滤波器中的电阻以及电阻“R”（图2）会产生宽带噪声。宽带热噪声（

）将调制VCO维科，以兆赫/伏为单位。有两种方法可以最小化K维科。一种是最小化VCO必须调谐的频率范围。第二种方法是最大化可用的调谐电压。为了最小化VCO必须调谐的频率范围，必须使用严格的容差元件，如图所示。为了最大限度地提高调谐电压，需要具有较大顺从范围的电荷泵。这通常是通过使用更大的V来实现的抄送.MAX2310的顺从范围为0.5V至Vcc-0.5V。在电池供电应用中，顺从范围通常由电池电压或稳压器固定。

无边角设计的基本概念

VCO设计可制造性与实际组件将需要误差预算分析。为了设计以固定频率（fosc）振荡的VCO，必须考虑组件的容差。调谐增益（Kvco）必须在VCO中设计，以考虑这些元件容差。元件容差越严格，可能的调谐增益越小，闭环相位噪声越低。对于最坏情况下的误差预算设计，我们将研究三种VCO模型：

最大值组件 （EQN5）

公称油箱，所有组件完美 （EQN2）

最小值组件 （EQN4）

所有三种VCO型号都必须覆盖所需的标称频率。图 5 直观地显示了三种设计必须如何融合以提供可制造的设计解决方案。对EQN1和图5的观察表明，最小值分量会将振荡频率移得更高，最大值分量会将振荡频率移得更低。

图5.最坏情况和标称坦克居中。

必须使用最小调谐范围才能设计出具有最佳闭环相位噪声的谐振器。因此，标称谐振电路应设计为覆盖中心频率，并考虑器件公差。最坏情况下的高调谐谐振电路和最坏情况下的低调谐谐电路应仅调谐到所需振荡频率的边缘。EQN2 可以通过组件公差进行修改，以产生最坏情况下的高调谐罐 EQN4 和最坏情况下的低调谐罐 EQN5。

EQN4

EQN5

TL = 电感的公差百分比 （L）

TCINT = 电容器的公差百分比 （CINT）

TCCENT = 电容器的公差百分比 （CCENT）

TCCOUP = 电容器容差百分比 （CCOUP）

TCV = 变容二极管电容 （CV） 的容差百分比

EQN4 和 EQN5 假设流浪者没有公差。

一般设计程序

步骤 1

估计或测量焊盘电容和其他杂散。MAX2310 Rev C评估板上的杂散电容用Boonton Model 72BD电容计测量。CLP= 1.13pF， C副总裁= 0.82pF， C差异= 0.036pF。

步骤 2

确定电容C的值国际。这可以在第2310页的MAX2312/MAX2314/MAX2316/MAX5数据资料中找到。典型工作特性 TANKH 端口 1/S11 与频率的关系显示了几种常用 LO 频率的等效并联 RC 值。附录 B 包括 C 的表格国际与高频段和低频段油箱端口的频率相比。请记住，LO频率是IF频率的两倍。

例：

对于210MHz的IF频率（高频段谐振），LO的工作频率为420MHz。

步骤 3

选择电感器。一个好的起点是使用几何平均值。这将是一个迭代过程。

EQN6

该等式假设 L in （nH） 和 C in （pF） （1x10-9x 1x10-12= 1x10-21）.L = 11.98nH 对于 fOSC= 420兆赫。这意味着总谐振电容C = 11.98pF。电感器的适当初始选择是 12nH 线艺 0805CS-12NXGBC 2% 容差。

选择步长有限的电感时，以下公式EQN6.1将很有用。对于固定振荡频率f f，总产品LC应为恒定OSC.

EQN6.1

LC = 143.5 表示 fOSC= 420兆赫。使用表3中的电子表格进行试错过程得出的电感值为18nH 2%，总谐振电路电容为7.9221pF。

图8

中储罐的LC产物为142.59，与所需的LC产物143.5足够接近。人们可以看到这是一个有用的关系。为了获得最佳相位噪声，请选择高 Q 值电感器，如线艺 0805CS 系列。或者，如果公差和Q值可以合理控制，则可以使用微带电感器。

步骤 4

确定PLL一致性范围。这是VCO调谐电压（V调整） 将被设计为工作。对于MAX2310，顺从范围为0.5V至Vcc-0.5V。对于Vcc = 2.7V，这会将顺从范围设置为0.5至2.2V。电荷泵输出将设置此限值。油箱上的电压摆幅为1Vp-p，以1.6VDC为中心。即使 C 的值很大政变，变容二极管不会正向偏置。这是需要避免的情况，因为二极管将整流谐振电路引脚上的交流信号，从而在闭环PLL中产生不希望的杂散响应和锁定丢失。

步骤 5

选择一个变容二极管。寻找在指定顺应性范围内具有良好的容差的变容二极管。保持较小的串联电阻。为了获得品质因数，请检查变容二极管的自谐振频率是否高于所需的工作点。看Cv（2.5V）/Cv（0.5V） 比，在您的顺从范围电压下。如果耦合电容C政变如果选择大，则可以使用 EQN2 计算最大调谐范围。电容器 C 的较小值政变将减小此有效频率调谐范围。选择变容二极管时，它应该在您给定的顺应范围内中点和终点指定公差。选择超陡变容二极管，如 Alpha SMV1763-079 以实现线性调谐响应。取总谐振电路电容的值，并将其用于变容二极管的Cjo。记住，C政变将减少耦合到水箱的净电容。

步骤 6

为 C 选择一个值政变.C 的大值政变通过将更多的变容二极管耦合到油箱中来增加调谐范围，但代价是降低油箱负载Q。政变将增加耦合变容二极管的有效Q和储罐的负载Q，但代价是减小调谐范围。通常，这将选择尽可能小的调谐范围，同时仍然获得所需的调谐范围。选择 C 的另一个好处政变小之处在于它降低了变容二极管两端的电压摆幅。这将有助于阻止变容二极管的前向偏置。

步骤 7

为 C 选择一个值分，通常约为 2pF 或更高，以实现公差目的。使用 C分使VCO的标称频率居中。

步骤 8

使用电子表格进行迭代。

审核编辑：郭婷