当今性能最高的ASIC和微处理器的功耗可能超过150W。当电源电压为1V至1.5V时,这些器件所需的电流很容易超过100A。通过使用多相DC-DC转换器,为这些设备供电的任务更易于管理。
目前,可扩展的电源控制器允许设计人员为特定的DC-DC转换器选择相数。可扩展性允许多个控制器并行和同步。板载基于 PLL 的时钟发生器允许控制器同步。
多相拓扑
虽然单相没有硬性功率限制 降压稳压器的优势 多相转换器在负载电流下变得明显 升至20A以上至30A。这些优势包括: 降低输入纹波电流,大幅降低 输入电容器的数量;降低输出纹波电压 由于纹波频率的有效倍增; 通过分配降低组件温度 更多组件的损耗;和降低高度 外部组件。
多相转换器本质上是多个降压稳压器 与其开关频率并联运行 同步和相移 360/n 度,其中 n 标识每个阶段。并联转换器产生输出 监管稍微复杂一些。这个问题很容易 使用电流模式控制IC解决,该IC可调节每个 除输出电压外的电感电流。
输入纹波电流
设计人员在选择输入电容器时面临的关键问题 是输入纹波电流处理。输入纹波电流为 通过使用多相拓扑结构大幅减少 - 每相输入电容传导较低的幅度 输入电流脉冲。此外,相移增加了 电流波形的有效占空比,其结果 在较低的RMS纹波电流中。纹波电流水平 表1所示显示了纹波电流的降低 以及输入电容的节省。
高 k 介电陶瓷电容器提供最佳性能 纹波电流处理和最小的PCB占位面积。 安装在 1812 年外形规格展品中的陶瓷器件 每个电容器的纹波电流额定值为 2A 至 3A。电解的 电容器是成本敏感型设计的不错选择。
降低输出纹波电压
通常要求精度要求为 <2% 内核电压电源。对于 1.2V 电源,这意味着 至一个±25mV输出电压窗口。一种使用技术 输出电压窗口更有效地称为有源 电压定位。在轻负载时,转换器进行调节 输出电压高于输出电压的中点 窗口,并在重负载下调节输出 电压低于输出电压窗口的中点。 在 ±25mV 窗口的情况下,调节在高电平 轻负载(重负载)期间范围的结束(低端) 负载)允许整个输出电压窗口 用于阶跃负荷增加(减少)。
大负载电流阶跃需要极低的 ESR 电容器可最大限度地减少瞬变和足够大的电容 吸收主电感器存储的能量 在阶梯负荷降低期间。有机聚合物化学品 改进了低 ESR 钽电容器。聚合体 电容器以最低的电容提供最大的电容 红沉降率。陶瓷电容器具有优异的高频性能 特性,但每个器件的总电容为二分之一 是钽和聚合物电容器的四分之一。 因此,通常,陶瓷电容器不是 作为输出电容器的最佳选择。
低侧 MOSFET
一个 12V 至 1.2V 转换器需要 90% 的导通时间 低边场效应管;导通损耗主导开关 在这种情况下的损失。因此,两个或三个 MOSFET 经常并行。在 并联有效降低RDS(ON)从而降低 传导损耗。当 MOSFET 关闭时, 电感电流继续流过 MOSFET 的 体二极管。在这种情况下,MOSFET 漏极 电压基本为零,降低了开关损耗 大幅。表1显示了几个多相的损耗 配置。请注意,低侧MOSFET的 总损耗随着相数的增加而减少, 从而降低 MOSFET 的温升。
高边 MOSFET
占空比为 10% 的高边 MOSFET 开关 损耗以传导损耗为主。因为 高边 MOSFET 导通的一小部分 时间,传导损失不太显着。因此,导通电阻低 不如低开关损耗重要。 在切换间隔期间(均上和 t关闭)、的 MOSFET 必须承受电压和传导电流。 该电压和电流的乘积决定了 MOSFET峰值功率耗散;因此,越短 开关间隔越低,功耗越低。 选择高端 MOSFET 时,请选择 MOSFET 具有低栅极电荷和栅极漏极电容,两者均 这比低导通电阻更重要。表1 说明了总 MOSFET 损耗如何随着 相数增加。
电感器选择
电感值决定了峰峰值纹波 当前。允许纹波电流通常计算为 最大直流输出电流的百分比。在大多数 应用,可选纹波电流为 20% 至 40% 最大直流输出电流。
在低内核电压下,电感电流不能降低 尽可能快地增加。在负载降低期间, 输出电容可能过度充电,导致过压 条件。通过使用较小值的电感器 (允许更高的纹波电流 - 接近 40%),更低的 存储的能量被传输到输出 电容器,可最大限度地减少电压浪涌。
散热设计
表1提供了散热需求的估计值 用于使用的相数。在强制对流中 可提供100LFM至200LFM的冷却系统, 单相设计需要一个相当大的散热器 实现 0.6°C/W 的热阻。在四相中 设计时,热阻可以增加到2°C/W。这 无需散热器即可轻松实现热阻 和 100LFM 至 200LFM 气流。
表 1.比较关键参数和用于设计 同步降压稳压器。例如,12V至1.2V、100A降压稳压器。
Number of Phases | ||||
1 | 2 | 4 | 8 | |
Current per phase | 100A | 50A | 25A | 12.5A |
Input capacitor, 3A rated | ||||
Ripple current | 31.6A | 22A | 15.8A | 11.2A |
Number required | 11 | 8 | 6 | 4 |
H/S MOSFET | ||||
RMS ripple current | 31.6A | 15.8A | 7.9A | 3.9A |
Package size | DPAK | DPAK | SO-8 | SO-8 |
Number required | 2 | 2 (1/ph) | 8 (2/ph) | 8 (1/ph) |
Power dissipation (each) | 22W | 1.8W | 0.32W | 0.22W |
Total power dissipation | 4.4W | 3.6W | 2.5W | 1.76W |
L/S MOSFET | ||||
RMS ripple current (each) | 94.8A | 47.4A | 23.7A | 11.9A |
Package Size | DPAK | DPAK | SO-8 | SO-8 |
Number required | 3 | 2 (1/ph) | 8 (2/ph) | 8 (1/ph) |
Power dissipation (each) | 6W | 12W | 1.4W | 1W |
Total power dissipation | 18W | 24W | 11.2W | 8W |
COUT 470µF, 10m |
||||
Number required | 7 | 7 | 7 | 7 |
VSS ripple | 22mV | 11mV | 5mV | 1mV |
Heatsink capacity | 0.6°C/W | 1°C/W | 2°C/W | 4°C/W |
Estimated efficiency | 69 | 77 | 85 | 89 |
设计示例
图1所示为四相MAX5038 直流-直流转换器。MAX5038主控远端电压 检测输入(VSP 至 VSN 引脚)提供信号 (DIFF) 到主站和从站 EAN 输入, 启用并行操作。MAX5038主站还 为MAX5038从机提供时钟(CLKOUT) 控制器。通过浮动相位引脚,从机锁定接通 到具有 90° 相移的 CLKIN 信号。错误 放大器还执行有源电压定位 通过设置电压误差放大器的增益来工作。 使用精密增益设置电阻可确保精确 负载共享。电压误差放大器的输出 (EAOUT) 对每相的负载电流进行编程。 为每个电流提供补偿(未显示) CLP1 和 CLP2 引脚上的环路,提供非常稳定的 大多数线路和负载条件的输出。
图1.使用两个MAX5038的四相示例。主机执行远程电压检测功能和时钟生成功能,从控制器使用这些功能来增加输出电流并同步工作频率。
结论
多相同步 DC-DC 转换器有效 为需要 1V 至 1.5V 的 ASIC 和处理器供电 100A以上。他们解决的基本问题涉及 电容纹波电流, MOSFET功耗, 瞬态响应和允许的输出纹波电压。
审核编辑:郭婷
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