使用无源LC巴伦优化MAX2538的FM路径

本应用笔记介绍了183.6MHz单端FM IF滤波器的接口设计。使用“巴伦”的无源LC网络提供所需的平衡至非平衡接口。该设计使用 4 个电感器和 3 个电容器。通过匹配网络和FM滤波器的插入损耗为4.9dB。

MAX2538蜂窝前端IC具有专用混频器，用于AMPS蜂窝信号路径。蜂窝频段LNA（低噪声放大器）（869至894MHz）对于AMPS和蜂窝CDMA（码分多址）都是通用的。混频器设计采用双平衡，可实现最佳噪声和LO（本振）抑制。该混频器的IC引脚排列提供差分IF输出，但提供单端RF输入。

ADI公司的V3.5蜂窝电话参考设计采用具有单端输入和输出的FM IF滤波器，因此有必要将差分混频器输出转换为单端操作。设计分立式L-C巴伦（平衡至非平衡变压器）的困难主要归因于从混频器输出（~3.3 kilΩ）到IF滤波器输入（180 Ω）的高阻抗变换（“Z”）比。这表示18：1 Z比，这在单节变压器中很难实现。我们发现，4：1的转换比是低插入损耗的实际限制。为了将器件数量降至最低，采用单阶LC设计实现了1.5dB的插入损耗折衷方案。

下面是如何设计平衡到不平衡LC变压器以及如何匹配FM滤波器的示例。

混频器内部源阻抗为 12 kilΩ ||（并行）0.75pF。选择3.3 kilΩ外部负载电阻，以实现混频器IIP3（输入三阶交调截点）、增益和NF（噪声系数）的最佳整体权衡。为了充分利用MAX2538的功能，这些器件的目标范围约为+7dBm、13dB和8.5 dB。阻性负载还保持宽带端接以吸收带外反射，从而严重降低互调性能。

第 1 步：

通过仿真MAX2538 FM混频器，提取输出阻抗模型。为了简化和正确仿真FM混频器的平衡至非平衡L-C变压器和FM滤波器匹配网络，可以将IF负载电阻与混频器的输出模型相结合，并将差分并联电路转换为差分串联等效电路。

图1.对混频器输出阻抗进行建模以简化设计。

第 2 步：

FM滤波器输入和输出模型必须在目标频率下已知。使用的滤波器来自东洋通信部分# TF3-J3DC5 （183.6MHz）

图2.FM滤波器输入和输出阻抗。

第 3 步：

RF仿真软件现在用于使用滤波器的2端口S参数来仿真Toyocom FM滤波器，并使用理想的元件值来建立参考点（见图3）。图4显示了理想的频率响应。这个参考点提供了理想的性能。一旦使用实际电感器型号，由于实际电感器的品质因数（Q）较低，性能将下降。在实际实现中应使用具有高Q值的绕线电感器，以降低插入损耗。本应用中使用的电容器应为陶瓷单片片式电容器，因为它们的Q值在200.183MHz时大于6，并且插入损耗最小。

图3.具有理想元件的单端匹配网络是设计的起点。

图4.理想的 FM 滤波器性能。

第 4 步：

一旦我们知道滤波器的输入和输出阻抗以及频率响应，就可以设计L-C平衡至非平衡（巴伦）变压器。变压器将在183.6MHz谐振。使用下面的公式，我们可以计算电路的谐振频率。

如果我们选择 L = 238.5nH 和 C = 3.15pF（从混频器型号中选择 2.4pF + 0.75pF = 3.15pF），Fo = 183.6MHz。

因此，滤波器的输入阻抗为55.49 - j64.33Ω;下面的电路将首先将混频器的输出阻抗匹配到55.49Ω。由于平衡至非平衡L-C变压器并不理想，并且使用的电感器的Q值为35，因此电路将具有插入损耗，并且使用原始的183.6nH电感器不会在238.5MHz谐振。因此，必须重新调谐设计，以使用183nH在6.220MHz谐振，参见图5。图5中的电路的插入损耗为-1.44dB，见图6。

图5.设计经过调谐，可使用 183 nH 电感在 6.220 MHz 下谐振。

图6.

第 5 步：

最后，平衡至非平衡L-C变压器与东洋FM滤波器匹配。

图7.最终设计使用 3 个电容器。

图8.已完成设计的频率响应。

结论

平衡至非平衡L-C变压器采用最少数量的分立元件（2个电感器和1个电容器）设计，并且插入损耗保持在最低水平。通过平衡至非平衡L-C变压器的损耗为-1.44dB，通过FM滤波器在183.6MH处的插入损耗为-3.16dB。图7所示为所用电路，性能如图8所示。

审核编辑：郭婷