测量无线系统中的驻波比和增益

无线发射器中增益和反射功率的测量和控制是经常被忽视的关键辅助功能。从天线反射回来的功率使用电压驻波比（VSWR）或反射系数（也称为回波损耗）来指定。低平比会导致电视广播系统中出现阴影，因为天线反射的信号会再次从功率放大器反射，然后重新广播。在无线通信系统中，阴影会产生类似多路径的现象。虽然较差的VSWR会降低传输质量，但同轴电缆或天线损坏导致的灾难性VSWR在最坏的情况下可能会破坏发射器。信号链的增益作为调节发射功率电平的整体努力的一部分进行测量和控制。如果传输的功率过多或过少，结果将是违反排放法规或链路质量差。反射系数是通过测量正向和反向功率之间的比率来计算的。另一方面，增益是通过测量输入和输出功率来计算的。用于测量增益和VSWR的硬件具有很高的通用性，可以减少整体元件数量。本文将重点介绍可用于在无线发射器中进行这些原位测量的技术。

典型的无线发射器

图1所示为典型的无线发射器。它由混合信号基带电路、上变频器（通常包括一个或多个中频或中频）、放大器、滤波器和功率放大器组成。这些组件可能位于不同的PCB上，甚至可以在物理上分开。在所示示例中，室内机通过电缆连接到室外机。在这种配置中，两个单元可能具有定义明确的温度稳定增益。或者，每个单元可能要提供明确定义的输出功率。对于向天线提供已知功率电平的最终目标，有两种不同的方法：功率控制或增益控制。

图1.功率控制与增益控制。

通过功率控制，系统依赖于能够精确测量输出功率（在本例中使用检测器D）。一旦测量了输出功率，系统中某些组件（在本例中可能是IF VGA）的增益就会发生变化，直到在天线上测量到正确的输出功率。无需知道电路的增益或确切的输入信号幅度;只需改变增益或输入信号，直到输出功率正确。这种方法通常（错误地）称为自动增益控制或AGC。正确来说，它应该被称为自动功率控制或APC，因为精确调节的是功率而不是增益。

增益控制采用不同的方法。这里，至少使用两个功率检波器来精确调节整个信号链或其一部分的增益。然后将精确的输入信号施加到信号链上。许多因素最终决定了使用哪种方法。功率控制只需要一个功率检测器，在组件固定的不可配置变送器中是有意义的。例如，可以在RF HPA的输出端测量功率，但可以使用IF VGA进行调整。另一方面，增益控制在组件来自不同供应商的可重新配置系统中可能更有意义。在本例中，测量HPA的输入功率和输出功率（使用检波器C和D），因此增益可以独立于电路中的其他模块进行调节。请注意，电源/增益控制环路可以全部基于模拟或微处理器。在本例中，增益控制不太实用，因为所需的两个检测器信号（检测器A和D）在物理上彼此相距甚远。更实用的方法是独立控制室内和室外单元的增益。

射频检波器

直到最近，大多数RF功率检波器都是使用温度补偿半波整流二极管电路构建的。这些器件在有限的动态范围（通常为 20 至 30 dB）内提供与输入电压成比例的输出电压。因此，输出电压和输入功率之间的关系（以dBm为单位）呈指数级增长（见图2）。虽然温度补偿二极管检波器的温度稳定性在高输入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但随着输入驱动器的减小，温度稳定性会显著降低。另一方面，对数检波器在大动态范围（高达100 dB）内提供与输入信号对数成比例的输出电压。温度稳定性通常在整个动态范围内是恒定的。对数响应器件在增益和VSWR测量应用中具有关键优势。为了计算增益或反射损耗，必须计算两个信号功率（输出/输入或反向/正向）的比值（见图3）。必须使用模拟分频器来通过线性响应二极管检测器执行此计算，但使用对数响应检测器时只需要简单的减法（因为对数（A / B）=对数（A）-对数（B））。与分立式方案相比，双RF检波器具有额外的优势。当两个器件（在本例中为RF检测器）在同一硅晶圆上制造时，它们的行为自然趋势相似。例如，两种器件将具有相似的温度漂移特性。在求和节点处，此漂移将消除，以产生温度更稳定的结果。

图2.二极管和对数检测器的传递函数。

图3.使用二极管和对数检波器计算增益。

增益测量示例

图4所示为使用双功率检波器调节增益的发送器。所示的简化发射信号链由高性能中频合成DAC、VGA、混频器/上变频器和高功率放大器组成。AD9786和AD9779等高性能DAC的工作采样频率高达500 MSPS及以上，能够合成中频输出（本例中为100 MHz）。DAC的输出在施加到ADL5330可变增益放大器之前，使用带通滤波器进行奈奎斯特滤波。方便的是，放大器接受差分输入，该输入可直接连接到差分滤波器的输出。这反过来又与DAC输出相关联。VGA输出使用巴伦变压器从差分转换为单端，然后施加到ADL5350混频器。经过适当的滤波（未显示）后，信号被放大并以30 W（约+45 dBm）的最大输出功率电平传输。

图4.使用双均方根响应对数检测器进行增益控制。

通过检测DAC输出端和HPA输出端的功率来测量信号链的增益。然后通过调整VGA的增益来调节增益。在DAC和PA输出端，采集信号样本并馈送到检波器。在HPA输出端，定向耦合器用于分接部分流向天线的功率。双通道检波器AD8364的传递函数（见图5）显示，在所使用的输出频率（本例中为2140 MHz）下，检波器在低于–10 dBm的功率水平下具有最佳的线性度和最稳定的温度漂移。因此，来自定向耦合器的功率（+最大25 dBm）在施加到检波器之前必须衰减。如果最大化检波器动态范围对应用不是关键，则可以将衰减保守地设置为41 dB，以便检波器看到–16 dBm的最大输入功率。这仍然留下了大约34 dB的有用动态范围，可以控制增益。为了检测DAC输出端的输入功率电平，在这个低频下，定向耦合器是不切实际的。此外，不需要定向耦合，因为电路中的此时反射信号很少或没有反射信号。此外，输送到VGA的功率为–10 dBm，因此输送到检波器的功率仅低6 dB。由于检波器的输入阻抗为200 Ω，VGA的输入阻抗为50 Ω，因此很快就清楚，两个器件可以简单地并联连接。在两个输入端存在相同电压的情况下，50 至 200 Ω 阻抗比将产生方便的 6 dB 功率差。在需要高测量精度的情况下，必须注意功率检测器的温度稳定性。如果探测器的温度漂移特性随频率变化，这个问题会更加复杂。所示的双检测器提供温度补偿节点。通过将电压连接到每个检波器的ADJ引脚来激活温度补偿（该电压可以使用2.5 V片内基准电压源的电阻分压器方便地获得）。低频输入（ADJB接地）无需补偿，而ADJA需要1 V补偿电压，以最大限度地降低2.1 GHz的温度漂移。虽然应用电路的重点是增益测量，但应该注意的是，也可以测量输入功率和输出功率。各个检测器的输出是可用的，可以单独采样。由于检测器具有对数响应功能，因此可以简单地减去其输出以产生增益。该减法在片内执行，增益结果以差分电压形式提供。满量程差分电压约为±4 V（偏置至2.5 V），斜率为100 mV/dB。使用LSB大小为~10 mV（±10 V满量程）的5位ADC进行数字化，可实现0.1 dB测量分辨率。

图5.双均方根响应对数检测器的增益传递函数。

驻波比测量示例

双对数检测器也可用于测量天线的反射系数。在图6中，使用了两个定向耦合器，一个用于测量正向功率，另一个用于测量反向功率。与前面的示例一样，在将这些信号施加到检测器之前，需要额外的衰减。AD8302双通道检波器的测量范围为±30 dB。本示例中使用的水平规划如图 7 所示。在本例中，HPA的预期输出功率范围为30 dB，范围为+20至+50 dBm。在此功率范围内，应该能够精确测量从0 dB（短负载或开路负载）到–20 dB的反射系数。AD8302的每个检波器的标称输入范围为0至–60 dBm。在本例中，检波器输入端的最大正向功率+50 dBm降至–10 dBm。当HPA以+20 dBm的最低功率水平发射时，检波器看到的功率为–40 dBm，仍在其输入范围内。

图6.使用双对数检测器进行回波损耗测量。

图7.使用双对数检测器进行驻波比测量的电平规划。

来自反向路径的功率按相同的量填充。这意味着该系统能够测量高达0 dB的反射功率。如果系统设计为在反射系数降至某个最小值（例如10 dB）以下时关闭，则可能不需要这样做，但这是允许的，因为探测器具有如此大的动态范围。例如，当HPA发射+20 dBm时，如果天线的回波损耗为60 dB，反向路径检测器的输入功率将为–20 dBm。应用电路提供回波损耗的直接读数，但不提供绝对正向或反向功率的信息。如果需要此信息，增益控制中使用的双检波器将更有用，因为它将提供绝对正向和反射功率以及反射系数的测量值。回波损耗测量中使用的双对数检测器还提供相位输出。由于渐进式压缩对数放大器的主信号路径增益较大，因此输入信号的有限（幅度饱和）版本是自然的副乘积。这些限幅器输出相乘，产生相位检测输出，范围为180°，以90°的理想工作点为中心。在VSWR应用中，该信息构成反射信号的相位角（相对于入射信号），可用于优化输送到天线的功率。

使用单个对数检波器和RF开关测量放大器增益

图8显示了增益测量的另一种方法，该方法也适用于VSWR测量。在此应用中，需要测量和控制PA的增益。示例中的PA工作频率为8 GHz，输出功率范围为+20至+50 dBm。这是一个固定增益PA，因此通过改变输入功率来调节输出功率。两个定向耦合器用于检测输入和输出功率。但是，只有一个对数检波器，因此两个信号使用单刀双掷RF开关交替连接到检波器。AD8317检波器在此频率下的输入范围为0至–50 dBm。为了测量增益，输入和输出功率交替测量和数字化。然后简单地减去结果以产生增益。一旦知道增益，数字控制环路就通过偏置调整对PA的增益进行任何必要的调整来完成。此示例的电平规划如图 9 所示。使用衰减使RF开关上的两个输入功率电平靠近并在检波器的输入范围内。

图8.使用单个对数检测器进行增益测量。

图9.使用单个对数检测器进行增益测量的电平规划。

无需工厂校准即可精确测量增益

除了减少元件数量外，这种增益测量方法还具有许多有趣的功能。由于使用相同的电路来测量输入和输出功率，因此无需校准电路即可进行精确、温度稳定的增益测量。查看对数检测器的标称传递函数将有助于理解原因（参见图 10）。

为了找出未知的PIN，可以将等式改写为：

由于增益是测量输入功率的差异（仍然必须考虑两条路径的不同衰减水平），因此可以写为

因此，计算增益不需要检波器的截距。即使检测器的斜率会因设备而异，并且会随温度而变化，如果 V输出1和 V输出2彼此接近（可以通过良好的水平规划来完成，并且由于探测器的输入范围有限），斜率的典型值可以直接从数据表中获取并用于上述计算。

图 10.校准日志检测器。

输出功率监控

在使用单个对数检测器的增益测量中，测量功率以计算增益，因此所示系统也可用于监视输出功率。但是，如果没有工厂校准，就无法精确完成此操作。要校准电路，必须暂时用功率计替换天线。然后在检波器线性范围内的两个点测量输出功率和检波器电压。然后，这些数字将用于计算探测器的斜率和截距。为了获得最佳精度，检测器包括一个温度补偿引脚。在该引脚和地之间连接一个电阻，以在工作频率（所示示例中为0 GHz）将温度漂移降低至约±5.8 dB。因此，无需在整个温度范围内进行任何额外的校准。

结论

由于其线性dB传递函数，对数放大器可以轻松用于测量增益和回波损耗。当使用双器件时，可以实现非常高的测量精度。在某些情况下，这可以在没有工厂校准的情况下实现。在所有情况下，都需要仔细的功率电平规划，以便功率检测器以提供良好线性度和温度稳定性的功率水平驱动。

审核编辑：郭婷