CMOS源电阻及其对源极跟随器增益的影响

CMOS源极跟随器不是容易设计的电路，但通过仔细分析并在BSIM模型中考虑源电阻，设计人员可以获得更准确的结果，从而在低噪声放大器的设计中实现更好的匹配。

介绍

CMOS源跟随器很难使用CMOS器件进行设计，因为与双极结型晶体管（BJT）相比，CMOS器件的跨导较低。因此，非常规跟随器必须设计为提供接近1的增益。相比之下，简单共漏极跟随器的增益远小于1。然而，经过分析，您可以看到，不仅跨导会影响放大器的增益，随着半导体工艺的缩小和器件的缩小，源电阻（RS）也会导致增益减少。

增益测量

图1所示电路为一个简单的共漏放大器，用于测量增益。

图1.用于增益测量的测试电路。

图2所示为可从图1电路得出的小信号模型。

图2.图1电路的小信号模型。

从图2可以看出，简单共漏极跟随器的增益（G）为：

其中 gL是负载的跨阻（RL）， gDS是漏源电阻的跨阻（RDS） 和 gm是CMOS跨导。

使用台积电0.18μm工艺和宽度为1μm、长度为1.5μm的CMOS器件（图0 nFET，M18），在100kHz下获得10mV AC波形的预期增益和测量增益（见表1）。

表 1.简单共漏极跟随器的测量增益

 

VG(DC) (V)	Expected Gain	Measured Gain
1.2	0.836	0.655
1.0	0.7490	0.63
0.9	0.703	0.612
0.75	0.631	0.56

 

表1结果显示，增益存在额外的损耗，这是由RS.

计算源电阻（RS)

图3显示了为图2小信号模型计算直流解决方案后得出的电路。

图3.简单共漏极跟随器的直流模型。

可以使用图 3 模型从仿真中提取以下参数：

IDC：测量的直流电流
VS：电源电压
VIN：10kHz 时的交流输入电压 （100mV）
VDD：电源电压
RDS：漏源电阻
从这些中，您可以使用以下方法计算内在gm'：

其中 IDC' 只是：

和：

假设：

和：

其中β是晶体管的直流增益，UO是表面迁移率，C牛是单位面积的栅极氧化物电容，W是晶体管栅极宽度，L是晶体管栅极长度。

注：内在的gm' 只能使用测量的直流电流进行测量，因为 V一般事务人员' 没有 R 就无法测量S.

使用图2小信号模型，可以推导出以下测量增益公式。这个方程考虑了g的影响m' 由 RDS，如前所述。

测量源电阻（RS)

R型S表2中的结果是使用用于增益测量的相同晶体管获得的（宽度= 5μm，长度= 0.18μm，100kHz时输入交流波形为10mV）。

表 2.测量简单共漏极跟随器的源极电阻

 

VG(DC) (V)	IDC (µA)	gm' (mA/V)	RS (Ω)
1.2	364	2.75	370
1.0	251	2.26	357
0.9	197	1.99	357
0.75	119	1.52	375

 

结论

从本文显示的结果可以看出，RS是一个有效的关注点，并且对源追随者的收益有重大影响。结果显示 R 值的分布为 5%S，这可能是由于对 R 值的估计DS模拟时。还值得一提的是，R的值S影响计算的跨导值——这是因为跨导目前是使用测量的 V 计算的一般事务人员值，包括 R 两端的压降S这被假定在价值上可以忽略不计。但是，因为RS是真实的，并且源极电阻两端存在有效的压降，晶体管的V一般事务人员有效降低，进而降低CMOS器件的跨导性。

使用宽度为5μm至10μm的晶体管，人们会期望RS减少一半。然而，事实并非如此，由此产生的测量结果突出表明电阻值相似。经过进一步调查，发现所使用的设计套件基于最小源面积进行计算。无需在晶体管模型中添加 BSIM 参数，RS在大多数情况下，计算和模拟不准确。这意味着在计算晶体管跨导等测量值时，真实硅和仿真之间始终存在不匹配。RF设计（如MAX2645低噪声放大器）已经考虑到了这一点，其中匹配对于防止插入和电压波反射引起的损耗至关重要。在使用标准设计套件的基带设计中，这个问题可能会被忽视。

审核编辑：郭婷