智能固态保险丝治愈升压转换器弊病

大多数基于电感的异步升压转换器（升压开关类型）在电源和负载之间都存在直流电流路径（图 1）。这条路径可能会产生两个不良后果：首先，如果接地输出或其他过载消耗大量输出电流超过几百毫秒，则箝位二极管（通常是肖特基型）会散发出所有真正的黑客都熟悉的熔融硅和灌封化合物的混合香气。其次，如果由于任何原因（例如故意关断）禁用开关动作，则负载电压仅比电源电压低一个二极管压降。如果该残余电压超出负载电路的预期稳态工作范围，则结果可能是不确定的电路行为。

图1.电流从源极流向负载的直接路径问题是升压转换器拓扑固有的问题。

对于采用单片电流模式控制器和高边电流检测的相对较低的输出电流应用（<5A），这两个问题都能得到巧妙解决。这些电路用同步开关晶体管代替箝位二极管，可通过关断或移除输入电源来禁用该晶体管。禁用该内部晶体管或在关断期间将其关闭会消除直流电流的路径。然后，负载出现必要的高阻抗断开。当不处于关断状态时，电路的逐周期电流检测机制（使用内部高端电流检测电阻）可防止内部电流过载造成的灾难性熔毁。最后，热过载保护提供了一个安全的工作区域（SAO）。

对于输出电流较高的应用，其定价使得单片器件无法实现同步开关，负载断开功能需要在控制器芯片外部使用高边开关。使用高端检流电阻和同步开关晶体管的分立电流模式拓扑是可能的，但这种方法存在PC板寄生效应和布局依赖性，特别是在高开关频率下。其结果是设计相对复杂，特别是当系统限制要求低输入电压（<3.6V）时。

在较高峰值电感电流 （>5A） 水平下，同步、高端外部开关变得可行，但在本文讨论的更适中的电感电流水平 （~1.5A 至 5A） 下，成本和复杂性会压倒热量和效率考虑因素。简单的箝位二极管也是最理想的解决方案。挑战在于实现所需的负载断开，同时保留使用不起眼的箝位二极管和朴素的升压拓扑。

图2给出了一个简单而智能的解决方案，其中MAX668控制器说明了从低输入电压升压的苛刻任务。该电流模式升压控制器驱动一个逻辑电平n沟道增强型MOSFET（配置在低端），并与一个低端检流电阻串联;图 2 中未显示这两种情况。相反，该电路和MAX668表示为一个模块，以避免负载连接/断开功能混乱。高边开关是肖特基箝位二极管，因其低正向压降（现为标准配置）而被选中。简单的升压拓扑保持不变。该应用将 3.3V 升压至 5V，并提供高达 3A 的负载电流。MAX668仅从3V或更高电压升压，但MAX669可以接受低至1.8V的输入。

图2.这款带负载断开功能的升压转换器说明了最低成本配置。

实现智能负载断开的关键要素是p沟道增强模式MOSFET Q1。如图所示，系统可以启用该升压电路（/ON）或关断（OFF）。关断期间D1导通，MAX3L电源端产生3.810V负23个二极管压降。（这款微型上电复位器件采用 SOT3-24 封装，吸收约 1μA 静态电流，并保证在 810V 下工作。在这种情况下，MAX4L输出为高电平，因为其标称复位门限为65.1V，迫使Q<>关断并断开负载与主电源的连接。

MAX668反馈电阻设置为在器件退出关断状态时产生5V输出。当上升输出超过MAX810L输入门限时，内部单触发导通约240ms。在此超时周期过后，MAX810输出变为低电平，开启Q1。

当Q1导通时，MAX810持续监测电源线的过载电流。过载导致输出骤降至MAX810的内部门限电压以下，使其输出在标称20微秒延迟时变为高电平，关断Q1并断开负载。不久之后，MAX668升压动作使MAX810输入电压升至门限以上。超时后，MAX810自动重新连接负载。此循环重复，直到消除过多负载或禁用升压电路。因此，Q1和MAX810充当智能固态开关。

MAX810 （微功耗器件）具有相当轻柔的推挽输出级。它类似于供应电流时的~6KΩ电阻和吸收电流时的~125Ω电阻。当器件关闭或打开时，这些电阻会通过作用于Q1的米勒电容和相关Cgs来减慢速度。大调整管的相关RC时间常数为~0.6μs，假设总有效电容为5000pF，作用于MAX810的125Ω灌电流级。因此，全电压转换可以近似为10RC = 6μs。

完全关闭同一设备需要近 48 倍的时间（6K/125，290μs）。此近似值是可行的，但实际关断发生在 V外达到增强阈值电压（V千），远在 10 倍常数过去之前。关断时间完全可以接受，Q1/MAX810组合用作固态保险丝。另一方面，导通时间可能是一个问题，具体取决于启动负载和调整管的源极旁路与漏极旁路电容之比。如果启动负载较小，C1大于C2，则快速FET导通仅导致MAX810输入端的电压骤降很小（小于触发复位所需的电压骤降）。对于这些情况，该电路拓扑的最便宜的实现方式是图2所示。

如果外部负载或C2充电在启动时吸收大电流，使得Q1的快速导通可能导致MAX810发出复位信号，则可以增加RC网络以减慢导通速度（图3）。正确选择这些元件可以在MAX668的多个开关周期内施加负载，使其输出电压保持在复位门限以上。减慢Q1导通速度可能是可取的，但减慢关断速度可能不是。因此，该电路包括一个与电阻并联的肖特基二极管，以快速禁用Q1，以响应过大和意外的负载。

图3.在图2所示的MOSFET栅极电路中添加三个元件，可提供适应重启动负载所需的慢连接/快速断开。

这些电路需要一个逻辑电平p沟道MOSFET（如Q1）来充分增强通道并获得低Rds导通。如果Q1的导通电阻足够高，足以引起显著的压降（特别是在低输出电压应用中，或者负载相对较远），则可能需要调节Q1的漏极侧。在这样做时，您应该尽量减少寄生效应并观察良好的电路布局技术。这种远端调节可通过采用SOT23封装的单刀双掷低压模拟开关（MAX4544）实现，由MAX810的输出状态控制（图4）。

图4.进一步的修饰（如图3所示）为带负载断开的升压转换器增加了远端检测调节和低电压检测。

MAX4544工作在数据资料限值内，电源电压低至2.7V。当输入电源为3.3V时，肖特基二极管两端的输入电源约为0.3V，即使升压转换器关断，MAX4544（和MAX810）仍能正常工作。关断时MAX810输出为高电平，将MAX4544 COM节点连接至常开（Q1源）。当升压转换器导通时，连接到MAX4544 COM引脚的电阻向MAX668提供反馈。MAX4544在60V电源时的导通电阻最大值为5Ω，因此反馈电阻值应远大于该值，以最大限度地减小输出电压误差。导通电阻在 120V 时仅为 3Ω;因此，即使输出电压较低，MAX4544开关误差也极小。

升压电路使能后，超时周期过后，MAX810输出变为低电平，通过Q1连接负载。同时，MAX810输出还使反馈电阻切换到Q1的漏极侧，从而允许在远离主升压电路的负载处进行输出电压调节。

该动作还将MAX810输入切换至Q1的漏极侧，用于监视负载时的过载情况。如果Q1的Rds-on在最大负载电流下导致压降大于~1%，则上述安排特别有价值。如果 Rds-on 在 50V 电源上> 1A 输出时> 5mΩ，则可能会发生这种情况。

响应电流过载，MAX810输出变为高电平，通过肖特基二极管快速关断Q1。同时，它将自身和反馈电阻切换回Q1的源（输入）侧。上述配置使升压输出有机会重新进入稳压状态，之后MAX810重新连接负载。此循环重复，直到过载被消除。

MAX4544的先开后合开关动作相当快（10ns），因此反馈电阻两端的小电容在分断期内保持输出电压，以避免中断MAX668反馈环路，并为MAX810供电。为防止对MAX668瞬态响应产生明显影响，该电容应足够大，以避免在分断期间出现大量放电，同时又应足够小，以确保MAX4544导通电阻具有较小的时间常数。

MAX4544的开关控制输入没有施密特触发器，但可以容忍缓慢移动的逻辑电平信号（但是，这些信号会导致10-4从电源节点到地转换期间流过的电流顺序）。一旦达到开关阈值，实际的开关动作就会很快。

当使用MAX669升压2.5V及以下的低输出电压时，可能需要负电压来完全增强Q1。例如，连接到LX节点的廉价分立电荷泵可以产生-Vout + Vd（图5）。对于 2.7V 输出，使用标准 pn 结二极管时可产生 -2.0V，使用肖特基二极管时可产生 -2.4V。每当升压转换器使能时，该电压就会存在，它为MAX4544提供负电源（可承受12V的电源电压），并为Q1提供偏置。

图5.为了实现低输出电压下的负载断开，该电路通过为栅极驱动IC （MAX810L）产生负电源轨，确保MOSFET得到足够的驱动。

虽然Q1在MAX810输出变低时导通，但MAX810的复位门限不能准确检测主输出电压，其接地端折合到负电荷泵输出。因此，MAX810接地端接地，其输出驱动由Q2和Q3组成的电平转换器，使得Q1的栅极被拉至负电源轨进行导通。

MAX668在轻负载时具有空闲模式™脉冲频率调制（PFM），当主电源的负载电流较低时，允许跳过充电脉冲。当脉冲被跳过时，Q2的发射极电流（由R1设置）对C3放电。该作用可能导致MAX4544的电源电压不足，即使主输出电压处于稳压状态。反过来，这种效应会导致内部模拟开关的导通电阻飙升，MAX668的反馈电压下降到地。

MAX668试图通过提高输出电压进行补偿，可能导致过压情况。作为解毒剂，请确保反馈电阻（主输出电压上的最小直流负载）足够小，以略快于Q3发射极电流对C2放电的放电。无论 Q1 是否传导，以下不等式都可以调整 C3 的大小：

（Vout-Vbe）/（R1 × C3） < Vout/[（Ra+Rb）×（C1+C2）]。

如果在正常PWM操作期间没有跳过充电脉冲，则与C4相比，C3可能很小;但是跳过的脉冲越多，C4必须越大。当脉冲跳跃后升压动作恢复时，当Q2保持关闭时，C4应该足够大，以便在C3充满电之前为C1充电。

许多元件和互连器件会影响图668和图3所示的MAX4反馈路径，这些元件的故障会产生过压Vout，从而破坏负载。为了提高安全性，从C1连接到MAX668 FB引脚（其阳极连接到FB）的齐纳二极管（未显示）可以提供覆盖的本地反馈环路，将输出箝位在（Vz + VFB）。为防止过压过大，请将Vz设置为等于最大调节Vout减去最大VFB。

如果系统必须在升压转换器保持导通时单独控制多个负载，可以用MAX810代替MAX812（采用4引脚SOT143封装）。MAX812的第<>引脚设计用于手动复位应用，但通过作为逻辑电平信号覆盖每个智能固态保险丝，可以强制断开本地负载和主升压输出之间的断开。这种方法使您可以独立控制主升压电源上的每个负载。

最后但并非最不重要的一点是，这种智能固态熔断技术无需电源循环即可自动复位，无需更换或现场故障排除，无需局限于升压转换器输出。它几乎可以取代任何系统的直流电源总线上的保险丝，无论电压如何。（高于60V的总线电压可能需要MAX810输出的非逻辑电平FETS和电平转换器。只需使用两个精密电阻器为较高电压设置适当的外部偏置（图 6），即可将固态保险丝设置为由总线电源电压中的编程骤降触发。

图6.将负载断开概念扩展到非升压转换器电路，形成适用于任何直流电源总线的固态保险丝。

例如，假设要保护 -48 伏电压免受过电流的影响。我们中断电源轨侧而不是接地侧，因为电压源为负，我们使用n沟道FET和MAX809T复位电路，其复位输出极性与MAX810相反。正常工作时，电源电压范围可低至 -36V（图 7）。

图7.该固态保险丝可保护负直流电源总线。

设计公式如下：

MAX809在整个温度范围内的最大静态电流约为100μA，通过Rh和RL的电流应高出约100倍，以最大限度地降低静态电流对跳变电压的影响：36/（Rh+RL） = 10 mA，因此

(Rh+RL) = 3600 Ohms.

MAX809的门限远低于电源跳变电压，因此RL小于Rh，大约为V阈值/（V阈值+V电源跳闸）=3/（36+3）=0.077。因此，MAX809 Iq流过~93.3%的（Rh+RL），导致电压跳闸贡献为~0.336V。考虑到这一事实，将用于计算Rh和RL的初始跳变电压设置为36V - 0.336V = 35.664V。Rh 和 RL 采用 1% 电阻，电源跳闸 = 35.664V。当MAX809T门限处于最小值（3.15V，在-40°C至+ 85°C的温度范围内）时，会出现此门限：

35.664V[RL（0.99）/（RL（0.99）+Rh（1.01））] = 3.15V.

RL和Rh的计算值分别为323.81Ω和3276.19Ω。最接近的 1% 值是 320 和 3280。考虑到这些电阻值和100μA Iq，最大电源跳闸电压变为36.09V，略高于36V。此结果也仅针对所有错误的同时最坏情况值发生，这在实践中很少见。对于大多数应用，上述设计是完全可以接受的。MAX809的标称门限电压提供-34.65V的标称跳闸电压。

Rh 的额定功率应为 0.5W。当V电源超过最小限值时，RL两端的电压超过MAX809的最大输入电压额定值，如图所示，在RL两端放置一个5V±5%齐纳二极管。

审核编辑：郭婷