异步降压转换器的导通开关损耗

图1所示为基于MAX1744/5控制器IC的简化降压转换器，具有异步整流功能。由于二极管的关断特性，主开关（Q1）的导通开关损耗取决于开关频率、输入环路的走线电感（由C1、Q1和D1组成）、主开关MOSFET的栅极电荷（米勒电容）以及控制IC的驱动能力。本应用笔记将详细分析导通开关损耗以及选择开关P沟道MOSFET的标准。

图1.基于MAX1744控制IC的典型异步降压转换器

图2显示了Q1的典型波形。在Q1导通期间，栅极电压Vg，先充电。一旦达到阈值电压，Q1导通，Q1的漏源电压Vds降低。同时，Q1和Id的漏极电流增加。在此时间间隔内发生导通交叉传导损耗。根据走线电感，考虑三种情况，LTR:

图2.Q1和二极管电压VD的典型开关波形。

情况一：走线电感相对较小。漏极电流达到输出电流Io，在漏源电压达到零之前。

情况二：走线电感具有临界值，当漏极至源极电压为零时，漏极电流同时达到零。

情况三：走线电感相对较大，因此漏极至源极电压变为零后漏极电流达不到输出电流。

在上述三种情况下，情况I的开关损耗最高，而情况III的开关损耗最低，如图2所示。案例 I 在 Id 和 Vds 之间产生最高的重叠。在我们开始分析之前，Q1的米勒电容放电所需的时间由下式给出：

其中 Qg是米勒电荷，Rg是Q1、R的栅极电阻d是 MOSFET 驱动器的导通电阻，Vd是驱动器和V的电源电压T是Q1的阈值电压。

图3给出了导通转换的等效电路，其中CGD是米勒电容，压控电压源表示漏极对源极电压的放电，VDS.

图3.用于导通开关转换的等效电路。

漏极电流的时间段，Id，充电至输出电流，Io，由下式给出，

从等式（1）和等式（2），我们有，因为给定我

o和 V在，有几种方法可以使 ΔT1 ≥ ΔT。首先，选择米勒电荷较少、栅极电阻更小、栅极阈值电压更小的Q1。第二，提高MOSFET驱动器的电源电压，第三，增加走线电感。不鼓励第三种选择，因为在导通开关转换后可能会出现振荡。这是因为在开关转换完成后，存储在走线电感中的能量将随着二极管的结电容振荡以耗散能量。因此，具有较高电源电压和较低导通电阻的MOSFET驱动器将最大限度地降低导通传导损耗。另一方面，一旦布局和驱动器固定，选择具有较少米勒电荷和较低阈值电压的MOSFET将最大限度地减少导通交叉传导损耗。

需要指出的是，导通开关损耗包括两部分：一部分是上述导通交叉导通损耗，另一部分是Q1输出电容的放电损耗。后者是固定的损耗量，与驱动能力和布局参数无关。利用MAX1744评估板获得的参数得到ΔT的比值1/ΔT 等于 0.4，在案例 I 类别中，LTR假设为 15nH，Qg= 10nC， Rg= 2Ω 和 VT= 3V。如果我们从NDS1切换Q9407（Qg= 电源编号，Rg= 电源编号），Si9407，一个具有 Q 的 FETg= 3nC 和 Rg= 1Ω，比值ΔT1/ΔT 等于 0.77。图3显示了在同一评估板上使用NDS9407和Si9407的效率比较。从图2中可以明显看出，在所有负载条件下，效率都提高了约1%。如果 Rd减半，ΔT1/ΔT 等于 1.03，就开关损耗而言，这是首选。对于MAX1744常见的高输入电压应用（输入电压>提供一个数字），导通交叉传导损耗比Q1输出电容的放电损耗更明显。

图 4a.12V输入和3.3V输出时的效率比较。

图 4b.12V输入和5V输出时的效率比较。

审核编辑：郭婷