用于MAX1856 SLIC电源的反激式变压器设计

用户线路接口电路 （SLIC） 为“普通旧电话服务”（POTS） 提供直流电源、振铃和监控功能，其中警报电话是先决条件，但通常没有中央振铃器。SLIC还用于终端适配器（TA），互联网协议语音（VoIP）和网络终端（NT）应用。本应用笔记提供了反激式变压器的详细设计步骤，该变压器可与MAX1856配合使用，用于SLIC电源。

MAX1856为产生用户线路接口电路（SLIC）电源提供低成本方案。SLIC为“普通旧电话服务”（POTS）提供直流电源，振铃和监控功能，其中警报电话是先决条件，但通常没有中央铃声。包含振铃功能的SLIC已用于终端适配器（TA），互联网协议语音（VoIP）和网络终端（NT）应用。本文档提供了与双通道和四通道POTS环路中的典型SLIC配合使用的电源参考设计示例。每个应用都有专门的要求，具体取决于服务的通道数量和环路长度。表1列出了三种典型应用的要求。

表 1.参考解决方案需求指南

 

参数	应用 1	应用 2	应用 3
输入电压	12V±10%	12V±10%	5V±10%
服务的电话线	4	2	2
环形电池电压 V蝙蝠1	-80V	-80V	-80V
环形电池电压调节	±6.25%	±6.25%	±6.25%
通话电池电压 V蝙蝠2	-24V	-24V	-24V
谈话 电池电压调节	±10%	±10%	±10%
环形电池直流负载电流	25毫安	120毫安	120毫安
谈话电池直流负载电流	120毫安	60毫安	60毫安

 

反激式拓扑用于产生所需的负电压。在低于 75 至 100 W 的功率水平下，与其他拓扑相比，反激式拓扑可实现最少的组件数量和最低的成本。

图1

所示为MAX1856产生振铃和通话电池电压的典型应用电路。

图1.双负输出电源。

反激式电源设计中最重要的两个因素是控制器和变压器设计。这些参考设计使用专为这些应用设计的变压器。熟悉反激式变压器设计对于为给定应用选择正确的变压器是必要的。本应用笔记详细讨论MAX1856控制器电路的反激式变压器设计。假定熟悉基本的反激式转换器操作。首先讨论MAX1856的重要功能模块。然后结合MAX1考虑表1856中的要求，以确定变压器参数。三个参考应用电路作为示例来演示设计技术。总之，介绍这三个电路的效率和交叉调节数据是对本文的补充。

MAX1856电流模式控制器

MAX1856为PWM峰值电流模式控制器。MAX1856采用直接求和配置来处理输出误差信号、电流检测信号和斜率补偿斜坡。电流检测模块和斜率补偿技术与应用电路有直接关系，将在以下各节中更详细地讨论。

MAX1856中的斜率补偿

对于斜率补偿，MAX1856在电流斜坡上增加了振荡器产生的固定斜坡。因此，斜率补偿是频率和占空比的函数。电流斜坡信号通过检测与外部MOSFET源极串联的检测电阻（图1中的R1）两端的电压，从外部开关电流得出。稳定性要求要求增加的斜率至少等于次级电流斜率的一半。将增加的斜率增加到超过次级电流斜率的大小对进一步提高稳定性几乎没有帮助。对于给定的占空比和频率，增加的斜率量在内部是固定的。MAX1856内部斜率补偿电路增加了一个线性斜坡，对于任何给定频率，在8%的开关时间段内，线性斜坡从50mV增加到90mV。8mV的失调允许MAX1856控制器在轻负载时达到最小占空比。斜率补偿会影响反激式变压器初级电感的选择。

带消隐功能的MAX1856电流检测

MAX1856使用检测电阻R1检测外部开关电流（图1）。一旦R1两端的电流超过85mV，PWM导通时间终止。当外部开关导通时，电流检测波形上存在前沿尖峰。它产生于以下三个原因：

（1） 反激式在连续导通模式（CCM）下工作时整流二极管中的反向恢复电流。如果 MOSFET 在反向恢复期间导通，则二极管充当短路，并且大电流尖峰在 MOSFET 中流动。该尖峰反映在电流检测信号中。使用超快速整流器可降低该电流的大小。变压器中较高的漏感也会降低该尖峰的幅度。然而，增加变压器漏感不是一个可行的选择，因为这会导致整流二极管和MOSFET在关断期间出现较大的电压尖峰。此外，变压器的次级漏感与整流二极管的寄生电容形成谐振电路。这种振铃也反映在电流检测波形中（图5中的R10和C1形成缓冲器以严重抑制该振铃）。

（2） MOSFET 漏极侧的总电容包括 MOSFET 漏极-源极电容 （CDS）、寄生变压器绕组电容、缓冲二极管结电容（Cj） 和板载任何其他走线电容。导通时，总等效电容通过 MOSFET 和电流检测电阻放电。

（3） MOSFET 栅极工作电流也流过电流 检测电阻。

MAX1856利用消隐处理这种前沿噪声。由于导通后会立即产生噪声，MAX1856在导通后忽略电流检测线100ns。如图1所示，可以使用额外的外部低通滤波器（R2、C7）。该滤波器的RC时间常数不应太大，因为这可能会使电流检测信号失真。推荐的典型值为R100为2Ω，C1000为7pF（参见MAX1856数据资料）。

MAX1856开关频率

MAX1856的开关频率可根据图100中电阻R500的选择在4kHz至1kHz范围内变化。开关频率f西 南部由 R4 设置为 f西 南部= （5 × 1010）/R4.

变压器设计

考虑到MAX1856与应用电路设计参数有直接关系的主要特性，现在重点介绍反激式变压器设计。在以下各节中，选择了迭代描述过程，而不是纯粹的数学技术。这样做是为了让没有经验的设计人员对反激式变压器中的磁芯和气隙的功能以及控制参数有很好的了解。特别是磁芯的选择、初级电感的选择和初级匝数的选择是比较详细考虑的领域。

反激式变压器实际上是一个耦合电感器。与真正的变压器不同，它的主要目的是储存能量，而不是简单地传输能量。理想的磁性材料不能储存能量。在实践中，存储在磁性材料中的少量能量最终会成为损失。为了以最小的物理尺寸有效地存储能量并将其返回电路，需要与高磁导率磁芯材料串联的小非磁性间隙（通常是气隙）。实际上，所有的能量都存储在所谓的非磁性间隙中。磁芯提供了一个简单、低磁阻的磁通路径，将间隙中存储的能量连接到绕组。从本质上讲，内核有效地将储能位置耦合到外部电路。此功能伴随着磁芯损耗，这是由于磁通量摆动和磁芯饱和引起的磁芯损耗，其中磁芯在高于一定磁通密度水平时变为非磁性。

根据法拉第定律，磁通量摆动量是通过将磁通变化率（伏特/圈）除以磁芯横截面积并乘以开关导通时间给出的。引入的气隙量对磁通量摆动量没有影响 B交流.气隙改变了B-H曲线的斜率（减小斜率 - 见图2），因此气隙磁芯可以支持更大的H值而不会饱和。绕组中的直流电流分量产生直流磁化力H直流在 B-H 回路的 H 轴上。该直流分量反过来导致平均磁通密度 B直流.因此，对于气隙磁芯，需要更大的直流电流才能产生与非气隙磁芯相同的平均磁通密度。

图2.带气隙和不带气隙的铁氧体变压器的磁化环路。请注意，当使用较大的气隙时，转移能量 DeltaH 增加。

在连续模式操作中，提高对直流电流的容差变得尤为重要，因为磁芯中的电流永远不会降至零。在连续模式下，纹波电流足够小，交流损耗（在内核中）不显著，但在非连续模式下，交流损耗可能占主导地位。提供足够的匝数和核心面积以支持施加的脉冲条件，并在磁芯中提供足够的气隙以防止饱和并支持直流组件。

变压器铁芯选择

选择适合工作频率下输出功率的磁芯。用于反激式变压器结构的磁芯材料包括铁氧体、Kool-Mu 和铁粉。铁粉中的磁芯损耗高于铁素体。在低于50kHz的频率下，可获得的最小绕组损耗通常会超过磁芯损耗。然而，在较高的工作频率（>100kHz）下，磁芯损耗同样占主导地位。磁芯损耗还取决于反激式操作模式（连续或不连续）。如果可能的话，平衡磁芯和绕组损耗可实现最佳设计。在超过50kHz的设计中，磁芯材料通常选择铁氧体。一个一个c），通过将磁芯磁截面积乘以可用于绕组的窗口面积而获得，广泛用于给定应用的磁芯尺寸的初始估计。所需面积产品的粗略指示由下式给出

WaAc = [PO/（KΔBfsw）]4/3

　　其中 PO = 输出功率 （W）

　　ΔB = 磁通密度摆动（特斯拉）

　　fsw = 开关频率

　　K = 绕组系数

估计适当的核心大小涉及许多变量。内核功率处理能力不随面积积或内核体积线性扩展。较大的变压器必须以较低的功率密度运行，因为散热的表面积不会与产生热量的体积成比例地增加。大多数制造商不再提供面积产品信息，而是使用自己的方法来估计给定磁芯尺寸的功率处理能力。

由于交流损耗低，磁芯的形状不是连续模式操作的重要考虑因素。对于非连续模式操作，绕组区域窗口选择尽可能宽，以尽量减少交流绕组损耗。EC、ETD、EFD、LP 磁芯都是具有大宽窗口的 E-E 磁芯形状。需要薄型的应用可以从使用 EFD 内核中受益。下表列出了适用于MAX2控制器（频率范围1856kHz至100kHz）的各种功率电平的合适铁氧体磁芯类型（表500）。

表 2.变压器结构的铁氧体磁芯选择
 

 

输出功率电平	推荐的核心类型
0 至 10W	EFD15， EF12.6， EF16， EE8.3 （<6W）， EE13，EE16， EE19
10W 至 20W	EFD17， EFD20， EF20， EE13， EE19， EE22
20W 至 30W	EFD20， EFD25， EE13， SEE16

 

表1中的规格表明，应用1（四条服务线）需要23W的输出功率，而另外两个应用（双线）需要11W的输出功率。四线应用选择 EFD20 内核，17Vin 双线应用选择 EFD12 内核。5Vin 双线应用使用 EFD15 内核。

决定反激式转换器操作

下一步是确定反激式转换器的工作模式，连续还是不连续。非连续模式需要较少的电感和更小的变压器，但由于RMS电流较高，因此以较高的交流绕组损耗运行，由于磁通摆幅较大，磁芯损耗较高。损耗越高，效率越低。连续模式操作中的较低损耗提供了更低的元件温度和更高的输出功率。不连续模式下较高的磁芯损耗可以减小两种工作模式之间的变压器尺寸差异。因此，不连续模式和连续模式之间的主要权衡是变压器尺寸和效率之间的权衡。从系统的角度来看，连续模式操作提供的纹波电流较小，从而降低了对电容器的要求。不连续模式还会导致多个输出电源的交叉调节较差。

关于连续模式的一些控制回路注释在这里是有序的。传统上，由于存在右半平面（RHP）零点和随占空比移动的复极对，连续模式环路分析被认为更加困难。但是，MAX1856使用内部补偿，在所考虑的线路和负载组合上提供足够的相位裕量。这使得MAX1856在连续工作模式下的稳定性变得简单。

考虑到表1中讨论的优缺点以及输出功率要求，选择连续工作模式。

匝数比和占空比考虑因素

从理论上讲，反激电路可以在任何匝数比下工作，无论V如何在和 V外.实际上，反激式换流变压器的匝数比是一个重要的变量。它会影响与初级侧和次级整流二极管相关的电流电平。MOSFET 漏极上由反射输出电压引起的电压应力由匝数比 N 决定。匝数比还决定了给定应用的占空比。使用过宽的占空比来提供相等的平均电流会降低效率。非常窄的占空比会增加初级侧的电流，从而提高初级绕组和MOSFET的工作温度。因此，对于高压输出和/或多个次级侧输出，增加N是有利的。然而，使用高于6或8的匝数比是不切实际的，因为这可能需要来回为次级绕组使用多层绕组。第二层的末端直接在第一层的开头上方。由于许多中间匝数上的交流电压较大，这些层之间这种显著的端端电容的影响被放大了。层数越多，电容越大，耦合越少，漏感就越高。在多个输出的情况下，可能需要进行一些迭代，以确保转弯都是整数值。最低电压的次级通常主导此过程，因为积分匝之间的跳跃会导致更大的百分比变化。

下面的公式1描述了给定输出和输入电压规格的匝数比和占空比之间的关系。

|（VOUTx + VD）|/VIN = （N）[D/（1-D）] ------------等式（1）

　　其中

　　VOUTx = 输出“x”处的输出电压，

　　VD = 次级整流器两端的正向压降

　　N = 匝数比（次级匝数 （NS） 与初级匝数 （NP） 之比）

　　D = 场效应晶体管占空比

因此

|（VOUTx + VD）|/VIN， MIN = （N）[DMAX/（1-DMAX）] ------------eq.（1a）

和

|（VOUTx + VD）|/VIN， MAX = （N）[DMIN/（1-DMIN）] ------------eq.（1b）

再次参考表1，对于具有12V输入电压规格的四线和双线应用，选择匝数比

VBAT2/VIN = 2 and VBAT1/VIN = 6.67

这导致标称输入电压下的占空比为 49%。

但是，对于表3中的应用1（来自5V输入的双线），该策略导致V的匝数比为16蝙蝠1.如前所述，这是不切实际的。因此，选择最大匝数比 8（对于 V蝙蝠1).假设两个整流二极管两端有1V压降并用方程（1）代替，我们在标称输入电压下的占空比为67%。再次使用等式（1），我们得到2.5的匝数比，用于通话电池输出（V蝙蝠2).

开关频率

如前所述（请参阅“变压器铁芯选择”），在两个双线应用中使用 EFD15/17 磁芯。要使用 EFD11/1 获得所需的 15W（表 17）输出功率，请根据内核制造商的数据手册为应用 330 选择约 2kHz 的工作频率，为应用 500 选择约 3kHz 的频率。对于四线应用（表 1 中的应用 1），选择 EFD20 作为内核意味着最小开关频率为 300kHz。在330kHz的开关频率下，与表1中的双线应用2相比，四线应用1的磁通摆幅要小得多。这是由于选择了更大的核心尺寸。然而，较大的输出功率也将导致四线应用的直流电流分量更大。为了确保磁芯在最坏情况下不会饱和，我们可以通过增加开关频率来进一步减小磁通摆幅，并对相同的纹波电流使用较低的初级电感值。这意味着对同一磁芯使用更大的气隙，这将有助于处理更高的直流电流组件。参见图1和“MAX1856电流模式控制器-MAX1856开关频率”一节，R4为100kΩ电阻，用于500kHz应用，0.15MΩ用于330kHz应用。

计算初级和次级匝数

一个好的起点是在初级1V/匝的基础上工作。考虑到表1中的输入电压规格，应用5的输入电压规格为3圈（四舍五入到最接近的整数），前两种应用为11匝。由于四线应用的磁通摆幅较小，因此初级端使用更激进的1.25V/转数。因此，对于1V±9%的输入电压规格，应用12（四线）的匝数更改为10匝数（表1）。

通话电池所需的输出电压为-24V，振铃器所需的输出电压为-80V。假设次级整流器两端的压降为1V和1.25V，则变压器次级电压分别为-25V和-81.25V。

对于第一个应用（四线），使用伏秒方法，次级中的匝数为

NS1 = (25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 18.46 ≈ 18
NS2 = (81.25/1.25) × [DMIN/(1-DMIN)] = 59.98 ≈ 60

对应用2（双线12V输入）使用类似的方法，我们得到

NS1 = 25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 23.07
NS2 = 81.25 × [DMIN/(1-DMIN)] = 74.76

请注意，使用伏秒方程获得的匝数比与输出和输入之间的电压比所期望的值大致相同（参见“匝数比和占空比注意事项”分别给出22和73的次级匝数）。

对于应用3，匝数比不等于输出电压与输入电压之比。使用之前选择的匝数比计算次级匝数。-12V输出为5.24圈，-40V输出为80圈。如果可能的话，避免半圈。因此，将应用程序 6 的主匝数更改为 3。这导致在双线15V输入应用中，-24V输出为48圈，-80V输出为5圈。

初级电感 LP

电感 LP现在可以从总输出功率 P 计算O、效率η、峰值输入电流 IP，pk，开关频率f西 南部和 LIR 是输入纹波电流 （ΔIP） 至输入平均电流比 （IP，平均).

平均输入电流由

IP，avg = [PO/（η × VIN， min）] -----------等式（2）

其中
VIN， 最小值 = 最小输入电压
η = 效率
PO = 所需的总输出功率

因此，峰值输入电流为

IP，pk = 2 × IP，avg/[（2-KR） × DMAX] -----------等式（3）

其中
DMAX = 最大占空比
KR = 纹波电流与峰值电流之比

这给出了纹波电流

ΔIP = 2 × [IP，pk - （IP，avg/DMAX）] ------------等式（4）

现在我们可以将初级电感计算为

LP = [（VIN， min × DMAX）/ （ΔIP × fsw）] -----------等式（5）

间隙尺寸决定了给定磁芯每匝可达到的电感。预间隙铁氧体磁芯或分布间隙金属磁芯的制造商通常声明电感因数AL以纳米亨利每平方匝表示。下面的公式（6）提供了一种方便的方法，用于计算给定匝数内现有气隙磁芯的电感。

AL = LP/NP² -------------eq.(6)

在实践中发现，0.4的LIR比是一个不错的选择，具有良好的核心利用率和合理的整体效率。选择此值作为计算初级电流的起点。

使用方程（1）到等式（5），并假设四线应用的效率为70%，得到IP，平均/D.MAX= 5.74， δiP= 2.3A，IP，pk= 6.89A，初级电感LP= 4.98μH 标称值和检测电阻 R1 = 14.5mΩ。设计的变压器具有初级电感LP= 4μH （±20% 容差），因此 R1 = 13mΩ。

假设应用80（双线）的较低输出功率的效率为2%，并使用类似的方法得到LP= 18μH，使用R1 = 34.7mΩ。根据实际变压器参数测得，电感LP= 16.7μH，因此使用R1 = 33mΩ。

对于应用程序 3，我们得到 IP，平均/D.MAX= 4.43 和 ΔIP= 1.48A。使用等式（4）和等式（5）的初级峰值电流IP，pk为 5.17A 和电感 LP标称值为 4.2μH。检测电阻R1应为（100mV/5.17A）=19.3mΩ。

电感值越低，纹波电流越大，而电感值越大，纹波电流越小。从系统角度来看，由于输出电容要求降低，轻负载时连续电流操作，因此需要小电感纹波电流。然而，由于电流检测电路的斜率较浅，因此可能导致由随机或同步噪声引起的脉冲宽度抖动。增加斜率补偿将导致更稳定的操作，特别是对于大于50%的占空比（如应用3中的情况）。如前所述（参见“MAX1856电流模式控制器——MAX1856中的斜率补偿”），根据占空比和开关频率，MAX1856内部增加固定量的斜率补偿。在峰值电流检测模式下，平均电流会随占空比和输入电压而变化。增加相当于下斜电流一半的斜率补偿，迫使平均电感电流跟随误差电压，从而实现理想的电流模式控制。增加一个大得多的斜率补偿斜坡会使控制器的行为不太像理想的电流模式控制器，而更像是电压模式控制器。选择电感值，使斜率补偿为次级电流下斜率使用的0.5倍（使用任何次级输出）

LP = [(0.9 × DMAX)/ (42mV × fsw)] × (VOUTx + VD) × (1/N) × R1 × 0.5 ------eq.(7)

对于应用3的示例，这表明标称开关频率和R2 = 85mΩ时的值为1.19μH。应用3中的占空比远大于50%，适量的斜率补偿将稳定波形。选择一个由方程（7）估计的值。所用变压器的变压器初级电感为2μH。 选择R1 = 12mΩ。

变压器绕组和放置

初级导线尺寸是根据可用的绕组宽度和匝数计算的。目的是使绕组覆盖线轴BW的整个宽度一个因为这将提供最佳的耦合。使用变压器导线表（表3）查找外径（包括绝缘）外径的导线P= BW一个/ NP.对应于每个线规，有一个以圆形密耳 （CM） 指定的裸导体面积的度量。接下来计算绕组的载流能力，指定为每安培圆形密耳 （CMAP） 其中 CMAP= CMP/我职业安全管理系统和我职业安全管理系统是主要电流均方根值。

表 3.变压器线表

 

AWG 电线尺寸	最接近的 SWG 线材尺寸	裸导体区域		外径（带绝缘材料）
		厘米² x 10-3	CIR-MIL （CM）	厘米	英寸
14	16	20.82	4109	0.171	0.0675
15	17	16.51	3260	0.153	0.0602
16		13.07	2581	0.137	0.0539
17	18	13.39	2052	0.122	0.0482
18	19	8.228	1624	0.109	0.0431
19	20	6.531	1289	0.0980	0.0386
20	21	5.188	1024	0.0879	0.0346
21	22	4.116	812.3	0.0785	0.0309
22		3.243	640.1	0.0701	0.0276
23	24	2.588	510.8	0.0632	0.0249
24	25	2.047	404.0	0.0566	0.0223
25	26	1.623	320.4	0.0505	0.0199
26		1.280	252.8	0.0452	0.0178
27	29	1.021	201.6	0.0409	0.0161
28	30	0.8046	158.8	0.0366	0.0144
29	31	0.6470	127.7	0.0330	0.0130
30	33	0.5067	100.0	0.0294	0.0116
31	34	0.4013	79.21	0.0267	0.0105
32		0.3242	64.00	0.0241	0.0095
33		0.2554	50.41	0.0216	0.0085
34		0.2011	39.69	0.0191	0.0075
35		0.1589	31.36	0.0170	0.0067
36	39	0.1266	25.00	0.0152	0.0060
37	41	0.1026	20.25	0.0140	0.0055
38	42	0.08107	16.00	0.0124	0.0049
39	43	0.06207	12.25	0.0109	0.0043
40	44	0.04869	9.61	0.0096	0.0038
41	45	0.03972	7.84	0.00863	0.0034
42	46	0.03166	6.25	0.00762	0.0030
43	47	0.02452	4.84	0.00685	0.0027
44		0.0202	4.00	0.00635	0.0025

 

变压器初级电流I的均方根值职业安全管理系统由（见图3)

IPrms = {D[IPpk × IPm + (1/3) (IPpk - IPm)²]}0.5

图3.连续模式初级电流波形。

The CMAP计算应在 200 到 500 范围内。在 500 以上，电线在容量方面未得到充分利用。电流拥挤发生在表面附近，特别是在高频（即“趋肤效应”）下，并减少导线中的有效载流面积。使用多丝绕组实现相同的 CMAP.不要简单地捆绑电线或将它们扭在一起。在一个绕组中平行导体，并在绕组时将它们一起旋转。可能需要迭代以优化绕组中的导线尺寸和股数。低于200表示电流密度过高。这可以通过使用更大的磁芯尺寸或使用多层串联来克服。

使用多层时应格外小心。如果导体厚度大于集肤深度，则导线的交流电阻与其直流电阻相比增加，I²R损耗随层数呈指数增长。导体厚度应足够小，以使磁场完全穿透导体，以便抵消内层表面的任何相反电流。分体绕组技术可用于初级，其中初级的第一层是最内层，第二层缠绕为次级缠绕后的最外层。这减少了漏感，但需要线轴上的备用引脚以允许中心点的端接。

现在计算次级绕组的导线尺寸。对于多个输出电源，计算出的峰值次级电流应与该绕组的功率输出相匹配。这可确保辅助线规永远不会过大。次级电流波形与初级电流波形相似，只是电流斜率为负。计算峰值次级电流使用

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中POx是正在计算的绕组的输出功率，PO是总输出功率。均方根次级电流由下式给出

ISrmsx = {D[ISpkx × ISmx + (1/3) (ISpkx - ISmx)²]}0.5

以上假设每个输出都有单独的绕组。如果绕组位于初级和次级之间的高交流磁场强度区域，则在承载很少或没有电流的绕组中可能会出现高交流损耗。这种性质的情况包括多个输出电源中的轻负载或轻负载次级。在这里讨论的SLIC应用中，这是一种非常可能的情况，其中振铃器电源满载而通话电池电源没有负载，反之亦然。使用堆叠绕组来减少这些无源绕组损耗（图 4）。S2 必须承载自己的电流，但 S1 必须承载 S1 和 S2 的总电流。考虑到这一点，次级电流计算现在变为

ISpkx = (IPpk/NSx) × (ΣPOx/PO) and ISmx = (IPm/NSx) × (ΣPOx/PO)

其中 ΣP牛是绕组的总功率（S2 保持不变，但 S1 不同）。均方根次级电流方程相同。匹配初级和次级的电流容量，并将次级导线尺寸计算为 CMS = CMAP× ISrmsx.

图4.变压器次级的堆叠绕组。

对于多个次级绕组，应对绕组进行排序，使最高功率的次级绕组最接近初级绕组。对于本文讨论的双输出电源，P-S2-S1-P的交错绕组序列（P分别指初级绕组，S指次级绕组），从最内层绕组到最外层绕组，在两个次级绕组之间以及初级绕组和每个次级绕组之间产生最佳耦合。在这种情况下，多个主层也可以并联。磁场在两个绕组部分之间平均分配，以最小化存储的能量，并实现最小的I²R损耗。当并联路径之间的电流分配相等时，并联成功，从而产生最少的存储能量。

三个变压器（用于三种应用）的导线尺寸使用上述程序计算。由于这是一个迭代过程，最终结果如表4所示。先前计算的初级电感值、匝数等。也在同一表中显示，以呈现最终变压器设计的完整图片。用于这些变压器的线轴每个有 12 个引脚。另请参阅图4和表4，以全面了解变压器结构。

如前所述，缠绕顺序是（从最内层到最外层），即;主要、次要 （S2）、次要 （S1） 和主要。这提供了最小的漏感和最佳的交叉调节。采用堆叠绕组结构，其中 S1 和 S2 组合（从引脚 4 到引脚 7）产生 V蝙蝠1-80V 的输出电压用于振铃器，仅 S1（引脚 6 至 7）产生通话电池 V蝙蝠2输出为-24V。请注意，参见图4，次级绕组S2由两层组成（引脚4-9和引脚5-8）。这样做是为了反映这些应用中使用的实际DT磁变压器的结构。因此，变压器允许在仍然使用相同的变压器的同时为振铃器分接不同的输出电压（-48V）。引脚 1、2 至 12、11 构成初级绕组。该表还提到了这些应用中实际使用的相应DT磁变压器零件号。

表 4.专为SLIC应用设计的变压器参数

 

变压器参数	应用 1	应用 2	应用 3
频率 f西 南部（千赫）	500	330	500
核心	EFD20	EFD17	EFD15
电感因数 AL（nH/T²）	53	138	55
初级电感 LP（微小时）	4	16.7	2
峰值初级电流	7.5安培	3一	8一
# 转主	9	11	6
# 层主	2	2	2
# 主链	3	2	3
初级线规	26 AWG	30瓦克	26 AWG
# 转辅助 S2	24（引脚 4-9）+ 18（引脚 5-8）	28（引脚 4-9）+ 22（引脚 5-8）	17（引脚 4-9）+ 17（引脚 5-8
# 层辅助 S2	2 （1 层 4-9， 1 层 5-8）	2 （1 层 4-9， 1 层 5-8）	1（4-9，5-8交错）
# 股辅助 S2	两层各 2 个	每层 1 个	2
S2线规	36瓦克	32 AWG （4-9） + 30 AWG （5-8）	34 AWG
# 转辅助 S1	18	22	15
# 层辅助 S1	1	1	1
# 股辅助 S1	2	1	2
S1线规	36 AWG	30 AWG	34 AWG
DT磁性元件#	DTPH10000-0001	DTPH1000-0002	DTPH1000-0003

 

结论

现在，这三种应用的最大负载下的效率（表5）和交叉调节（表6）数据作为所讨论设计概念的证明。

表 5.三个应用电路的效率数据

 

输入电压 （V）	应用 1 效率 % （-80V @ 250mA;-24V @ 120mA）	应用 2 效率 % （-80V @ 120mA;-24V @ 60mA）	应用 3 效率 % （-80V @ 1200mA;-24V @ 60mA）
10.8	74.4	83.2
12	73.3	83.1
13.2	72.3	82.6
4.5			71.5
5			72.0
5.5			72.0

 

表 6.标称输入电压下的交叉调节数据

 

正在考虑的输出电压	应用 1（输入电压 = 12V）		应用 2（输入电压 = 12V）		应用 3 （输入电压 = 5V）
	-80V @ 250mA;-24V 空载	-80V空载;-24V @ 120mA	-80V @ 120mA;-24V 空载	-80V空载;-24V @ 60mA	-80V @ 120mA;-24V 空载	-80V空载;-24V @60mA
VBAT1	-80.9	-82.7	-78.41	-79.61	-79.8	-82
VBAT2	-24.8	-22.61	-23.87	-22.93	-24.63	-23.51

 

很环保局：郭婷s