隔离电源适用于电信/数据通信应用

本文介绍了一款适用于电信应用的 50W 开关电源。该电源是一个高频正激式转换器，提供隔离式 5V @ 10A，具有 1% 的线路和负载调整率。在考虑反激式和降压转换器后，选择降压转换器拓扑。选用MAX5003控制IC;描述了其特性和电路。显示并讨论重要的波形;电力变压器有详细说明;讨论了输入、输出和反馈电路。性能详细，并提供首选PCB布局。

这种 50W 隔离式电源设计可用于以最少的额外工程工作替换购买的电源。这种方法的优点还包括适应定制占地面积和大幅降低成本。

挑战

电源通常是事后才想到的。购买的电源“砖”是一种快速解决方案，但具有明显的缺点，例如尺寸、散热器和气流要求、交货时间长、配置有限以及总体成本较高。内部设计通常更符合产品要求，但如果没有专门的电源设计工程师团队，似乎是不可能的。

“现成”设计

一些半导体公司正在提供参考设计，这些设计可以大大简化电源设计，并使定制电源设计触手可及。“现成设计”可以快速生产更小、更易于集成、性能更好的电源，并提供更低的成本和更长的上市时间。

电信/数据通信/服务器电源

目前需求量很大的一种电源是电信、数据通信型。此类电源用于中心局、PBX 和服务器，通常使用 36V 至 72V 的输入电压。它们的典型输出功率水平范围约为 10W 至 100W 甚至更高。这些电源的重要要求是初级和次级之间的电气隔离、宽输入电压范围内的高效率以及耐用性。然而，由于隔离要求，这种电源的设计相对复杂。

50W隔离电源

图 1 显示了一个 50W“现成设计”电源。这是一个具有5V稳压输出的隔离电源。表 1 总结了一些目标规格。

图1.≈48V 输入和 5V 输出 @ 10A 隔离电源示意图。

表 1.目标规格摘要
 

 

Pout	50W
Vin	+36V to +72V or
Vin	-36V to -72V
Vout	+5V
Iout	10A
初始输出电压设定点精度	±3%
输出电压调节	<1%，超过线路和负载
开关频率	250kHz ±25%
输入-输出隔离	1500V 持续 1 秒

 

电源电路拓扑

在几种可用的功率拓扑中，单晶体管正激拓扑提供了最简单的低成本解决方案，同时在整个工作功率范围内提供了非常好的效率。但是，这种拓扑需要一个连接到引脚T1-3和T1-4的变压器复位绕组。之所以选择正激式转换器，是因为在这些功率水平下，它比反激式转换器具有更高的功率密度和更高的效率。虽然一阶反激式拓扑原理图往往看起来更简单，但这些转换器更难处理（参见下面的简要比较）。变压器T1在初级和次级之间提供必要的隔离，在本例中为1500V。此外，通过在初始启动后为初级（T1-5、T1-6引线）中的控制电路供电，可以提高效率。选择250kHz开关频率，以最小化储能组件，如变压器。

正激式和反激式转换器：比较

图2a显示了正激式转换器的功率级配置。当电源开关Q1导通时，将功率传输到次级侧电路。几乎所有正向电源都以连续导通模式工作，这意味着在下一个周期开始之前，电感能量不会完全耗尽。漏极电流 Id 呈矩形，带有轻微的基座。当Q1关断时，Do1反向偏置，而Do2正向偏置，承载整个电感电流。连接到Dcl阴极的复位绕组允许通过将存储在变压器铁芯中的能量返回到输入源来回收能量。

图2b显示了反激式转换器的功率级。在这种情况下，到次级的电源传输发生在Q1关闭后。存储在变压器铁芯中的能量被输送到负载。对于低功耗应用，反激式转换器的成本往往较低，因为它们不需要输出电感。然而，有时使用一个小的滤波电感来减少输出电压处存在的高频尖峰。反激式转换器通常在不连续模式下工作，这意味着存储在变压器中的能量在下一个周期开始之前完全传输到输出端。

图2.正激 （a） 和反激 （b） 电源拓扑。

控制电路

初级侧控制电路基于MAX5003。该IC的简化框图如图3所示。MAX5003是下一代电源控制器的代表，集成了许多电信电源设计所必需的功能。它包含一个高压启动电路，可加快初始上电过程。它还具有简化隔离式稳压电信电源设计的其他功能，例如电压前馈补偿。电压前馈是设计的一个重要元素，因为它有助于提供恒定的功率级增益，从而实现更稳定的电压控制环路。它还通过即时响应变化的输入电压并在单个周期内校正占空比，而无需较慢电压控制环路的干预，从而显著有助于抑制输入电源。

图3.MAX5003原理框图

以下公式应有助于您了解前馈补偿的影响。不带前馈补偿的正激式转换器的大信号调制器和功率级增益分别用公式（1）和（2）给出。

其中 d 是占空比，vc是PWM比较器（引脚7）输入端的控制电压，k1是一个常数，并且 sr是内部调制斜坡的斜率。

其中

 

k2是一个常数，v外是输出电压，v在是输入电压。

公式（1）和（2）的组合得到公式（3），这是正向型和降压型稳压器的已知理想增益表达式。但是，在此表达式中，可以看出功率级增益v外/vc取决于输入电压。

 

(3)

 

功率级增益对输入电压的这种依赖性限制了输入电压变化较大的系统中可实现的控制环路带宽。此外，输入电压线路上的任何快速扰动都会直接影响输出电压，从公式（3）可以看出。对这种扰动的唯一修正以保持输出电压恒定必须来自改变v。c，这需要相对较慢的电压误差放大器的干预。

在前馈补偿系统中，调节斜坡的斜率与输入电压成反比，如公式（4）所示：

通过代入等式（4）中的等式（3），得到等式（5）的常数增益表达式：

 

(5)

 

从公式（5）可以清楚地看出，输出电压对输入电压的依赖性已经完全消除，因为即使没有输出电压控制环路的干预，几乎所有的输入电压瞬变都被电源电路抑制。

通过使用一个外部电阻器，开关频率已设置为250kHz。这有助于最小化储能组件的尺寸，而不会造成较大的开关功率损耗损失。

带复位绕组的正激式转换器（变压器的端子3和4）需要将其最大占空比钳位到特定水平，以避免由于磁芯复位不足而导致变压器铁芯饱和。一般来说，在所有条件下都必须满足以下条件，以防止变压器铁芯饱和：

 

(6)

 

其中 N12和 N34是主绕组和复位绕组的匝数。 公式（6）以简化形式编写，设定了占空比必须满足的条件：

 

(7)

 

MAX5003通过用单个电阻设置MAXTON引脚来提供最大占空比限制，从而有助于满足上述条件，从而实现优化设计。

电信级电源还需要欠压锁定功能。这用于在输入电压“下降”低于预设电压（在大多数系统中低于32V）时禁用电源。该电源的欠压锁定阈值由分压器R1/R2设置。

启动电路

MAX5003控制器包含一个内部高压前置稳压器，直接连接到输入电压。电源从 V+ 引脚馈入耗尽结 FET 前置稳压器。前置稳压器将输入电压降至足够低的水平，以便为第一个低压差稳压器供电（图 3）。LDO的输入在ES引脚处引出，在那里用一个小的陶瓷电容去耦。初级侧偏置绕组（T1-5和T1-6）的输出由D3整流，并施加于由R14、Q2和Z1组成的电压电平调理电路。该电路将电压限制在安全水平，以便可以施加到VDD。在这种情况下，偏置绕组以反激模式工作，而不是以正向模式工作的功率级。这消除了对滤波电感器的需求，从而降低了成本。在反激模式下，绕组的能量由导通时间内存储在变压器磁化电感中的能量提供。

在初始启动期间，第一个稳压器为VDD线路产生电源，可通过相应的引脚从外部获得。VDD强制电压高于10.75V会禁用第一个LDO，关闭高压耗尽FET，从而降低IC的功耗，特别是在高输入电压下。继VDD之后，LDO是另一个驱动VCC的稳压器：它是内部逻辑、模拟电路和外部功率MOSFET的驱动器的电源总线。之所以需要该稳压器，是因为VDD电压电平对于外部N沟道MOSFET栅极来说过高。VCC 稳压器具有一条锁定线，如果 VCC LDO 未进行稳压，则该线会将 N 沟道 MOSFET 驱动器输出短路至地。VCC 为除 VCC 锁定逻辑、欠压锁定和电源稳压器之外的所有电路供电。

变压器

任何隔离电源中的关键组件都是电源变压器。对效率和可靠性有直接影响的电力变压器的关键规格是初级和次级绕组直流和交流电阻，导致工作损耗。交流损耗部分来自皮肤效应和接近效应，并且根据变压器（是否气隙）来自循环涡流。邻近效应是磁场扭曲附近绕组导体中的电流的结果。绕组配置在这些损耗中起着重要作用。

图4.变压器次级的波形。

另一个关键参数是漏感。漏感是一个关键的寄生元件，必须尽可能低，以最大限度地提高向次级的功率传输。低漏感还降低了初级损耗。在该设计中，部分漏能量在Q1上耗散。图5清楚地显示了Q1漏极处的尖峰，在关断后短暂出现。一个不太关键的参数是磁化电感。这是从主端子 1 和 2 看到的电感，所有其他端子都开路。表2给出了变压器的规格。

图5.Q1、漏源电压波形;前沿尖峰是漏感能量的结果;允许在第一季度消散。

以下公式可用于粗略计算存储在漏感中并因此耗散在MOSFET中的能量：

 

(8)

 

我在哪里p是 MOSFET 关断和 L 时的峰值初级电流泄漏是初级侧漏感。

表 2.变压器规格
 

 

初级匝数 （N1-2）	14
次级匝数 （N8，9-11，12）	5
偏置绕组匝 （N5-6）	4
复位绕组匝数 （N3-4）	12
充磁电感 （N1-2）	250微高
漏感	<1微高
伴压辅助于任何其他绕组	1500V 持续 1 秒
核心几何形状	EFD20
芯材	高频铁氧体
安装	12 引脚表面贴装线轴

 

图1中的电路显示了变压器的电气图。重要的是绕组相关系，用绕组端子旁边的点表示。

输出电路

输出采用低正向压降、双肖特基二极管，以实现高效率。该二极管的额定电流为 20 A，反向击穿电压为 40V，足以满足此应用的需求。二极管整流的总平均电流为10A，功耗约为5.5W。二极管需要一个散热器，能够在最坏的环境温度条件下将结温保持在可接受的水平。图4显示了变压器次级的输出电压。请注意此波形上的负向尖峰。该尖峰中的能量很小，二极管能够安全地吸收该能量;此外，R/C 网络 R13/C12 有助于减少次级侧的振铃。

电感L1能够传导10A电流而不会产生明显损耗。它是一款 4.7μH 大电流表面贴装型。虽然它的额定电流较高，但低串联电阻有助于保持较低的损耗。纹波电流峰峰值约为2.2A。因此，电感电流变得不连续，输出电流约为1.1A。

输出电容器可以是钽或铝电解类型。选择这些电容器时，有三个主要考虑因素：允许的交流纹波电流处理、输出电压纹波和（稍后将看到）控制环路稳定性。使用低成本电解时，可以使用额外的低值陶瓷电容器来进一步降低输出端子上的开关噪声尖峰。在该电路中，通过电容器的预期交流均方根电流约为0.8A RMS;因此，这些电容器的尺寸应能够安全地处理这种水平的纹波电流。

反馈电路

电压反馈电路的两个主要元件是TL431并联稳压器和光耦合器MOC207。图 6 显示了 TL431 的内部框图。几家制造商生产此零件，它具有各种精度等级。并联稳压器的内部基准电压典型值为2.5V。使用外部分压器，它由R11/R12组成，用于5V稳压输出电压。这种反馈电路配置在开关电源中非常常见，应用广泛。但是，它的操作有时会被误解，从而导致潜在的陷阱。该电路具有两条来自输出的反馈路径。一条路径通过并联稳压器，为良好的输出电压调节提供低频增益，而第二条路径通过光耦合器本身到达并联稳压器的阴极端子。为了可视化后一个回路，只需用虚拟恒压源替换并联稳压器即可。

图6.并联稳压器的简化框图。

在这种布置中，输出电压的任何增加都将导致更高的电流流过光耦合器的LED，迫使耦合光电晶体管的集电极电压下降，从而降低占空比。这导致负反馈环路倾向于保持输出电压恒定。因此，在尝试稳定此循环时必须小心。最简单的方法和本设计中采用的方法就是依靠输出电容的ESR来适当补偿后一条反馈路径。但是，这会对 ESR 的最小值施加约束。以下公式为 ESR 提供了一个很好的经验法则：

 

(9)

 

ESR 的公差为 ±30% 肯定是足够的。需要指出的是，在设计良好的系统中，通过满足公式（8），控制环路单位增益交越点处的相位裕量接近90度，以获得出色的瞬态响应。

例：

 

(10)

 

因此，为了在输出端获得所需的纹波，可能需要并联一个或多个电容器。对于输出端的50mV峰峰值电压纹波，可以使用四个ESR为330mΩ的90μF电容。

在大多数情况下，并联稳压器周围的补偿电容不是很关键，其值可以在0.1μF左右。该电容不应使用低得多的值，因为它们会降低控制环路的整体相位裕量。

反馈电路通过在原边完成，将U2中光电晶体管的集电极连接到MAX5003的CON输入。虽然控制IC包含一个误差放大器，但在这种情况下不使用该放大器。但是，该放大器对于非隔离应用以及通过连接到初级侧的偏置辅助绕组进行调节的情况非常有用。

输入电路

输入电路由三个陶瓷旁路电容c4/c5/c6组成。将电源嵌入实际系统时，建议使用大容量存储电容器。这些电容器的尺寸必须能够安全地处理转换器输入端的纹波电流。

应该注意的是，通过输入电容的最差情况下纹波电流约为50%占空比。对于图1所示电路，AC电容纹波电流为1.5A RMS。这些电容器应放置在非常靠近输入的位置，以避免长走线承载可能导致EMI问题的高频开关电流。可能需要额外的输入滤波以满足适用的法规。

主要电源波形

电路关键点的波形有助于进一步解释操作。图5显示了开关FET的漏极源极波形。初始尖峰是变压器漏感的结果。在较低输出功率水平下，这一数字要低得多。在这种情况下，FET吸收泄漏能量。

图7显示了次级整流器输出端的电压脉冲。这是一个相对干净的波形，具有轻微的前沿和后沿尖峰。

图7.输出二极管后的波形。

图8显示了输出电压的良好上升。MAX5003的软启动功能逐渐增加占空比，从而消除了启动过程中任何潜在的过冲。

图8.上电时的输出电压导通瞬态。输入电压 = 48V，输出电压 = 5A。

电源性能

电源的主要性能特征包括效率和输出电压调节曲线。图9显示了效率与输出功率的关系。在大约85W的输出功率下，效率达到25%，并且在高达50W时保持相对平坦。尽管效率非常高，但功率FET和输出二极管也需要散热。二极管在6A输出电流下将耗散约10W，预计FET将耗散约3W至4W。电源上的轻微气流将冷却电源变压器和输出电感器。

图9.效率曲线。

图10显示了电源在0A至10A输出电流范围内的输出电压调节。电压测量在输出电压检测点进行。

图 10.输出电压调节。

表 3.电源性能数据
 

 

Pout	50
Vin	+36V至+72V或
Vin	-36V 至 -72V
Vout	+5V
Iout	10安
初始输出电压设定点精度	±3%*
测量输出电压调节	0.3%，超过线路和负载
测量的效率	85% @ 48V 和 25W
输入-输出隔离	1500V 持续 1 秒
交换拓扑	前馈补偿
远期尺寸	4.05 英寸 x 1.3 英寸

 

*初始设定点精度可通过外部元件调整或使用容差更好的输出电压检测电阻分压器来提高。

PCB 布局和元件放置

与任何其他开关电源一样，元件放置非常重要。由于初级与次级隔离，初级接地和次级接地是分开的。图13显示了PCB两侧的间距。电路板的布局可以改变以适应不同的封装。此外，功率FET和输出整流器应安装在散热器上，以实现最佳的热管理。在此实现中，这两个组件都安装在电路板的非组件侧，其卡舌暴露在外，以便可以轻松地安装在散热器上。

图 11.FWD0510电源的顶部铜轨。

图 12.FWD0510电源的组件放置;请注意，Q1 和 D4 位于底部，其金属片暴露在散热器板上。

图 13.FWD0510电源的底部铜轨。

关键布局点如下：

次级变压器引线与二极管D4的距离应保持在最小。这将改善EMI以及有效的可用功率传输。

旁路电容 C4/C5/C6 应尽可能靠近 T1 的引线 1。T2 的导联 2 应尽可能短。

检流电阻R6应尽可能靠近Q1的源极，并应以非常短的走线返回接地层或旁路电容C4/C5/C6的负引线。

Q1的栅极驱动环路也必须通过接地层布线，或者非常 短。

所有其他元件必须放置在靠近控制IC的位置。

必须遵守相关的走线间距（与走线爬电距离有关）。

结论

在这里，我们描述了一个50W电信电源的设计，它使用专门为此开发的新型控制IC。该设计为现成砖提供了一种低成本的替代品，同时提供了可观的电气性能。该电路可以构建在相对较小的区域内，并经过优化以适应定制尺寸。

审核编辑：郭婷