采用MAX50的8540W电流模式正激式转换器设计

本应用笔记详细介绍了采用MAX50可同步、高频、电流模式PWM控制器的8540 W隔离式正激式转换器的设计。介绍了功率级和控制器的设计程序，以及实际性能测量。

该转换器在 20.2V 输出电压下提供 5A 负载电流。它采用同步整流器进行二次整流。转换器的输入电压范围为36-75VDC。

此设计可用作评估板。该评估板演示了实现网络和电信应用所需功能的简便性。这些设计方法可以很容易地适应高性能、全功能离线电源的设计。

该应用程序的主要功能是：

300kHz开关频率

可编程输入UV/OV保护

可编程打嗝电流限制或锁存模式过流保护

具有前馈功能的可编程最大占空比箝位

可编程斜率补偿，采用单个电阻器

与外部时钟同步

可调限流阈值

低电平有效使能功能，可轻松打开/关闭转换器

电流检测引脚上的内部前沿消隐

输出过压保护

节省空间的 16 引脚 QSOP

应用电路操作说明

图1所示为采用MAX2电流模式控制器（U5）的20.8540V、1 A隔离式正激式转换器的电路图。启动时，Vcc引脚上的总电容通过MOSFET Q7和来自直流输入电压VIN的电阻R30和R22的并联组合进行充电。当Vcc超过MAX8540的欠压闭锁门限时，进入软启动模式，占空比逐渐增大的脉冲施加到栅极驱动IC U8。因此，MOSFET Q1 开始切换电源变压器 T1 两端的输入直流电压，用于提供隔离并将输入直流电压降压至所需水平。（电力变压器匝数比的选择将在下一节中讨论。由于驱动Q1的能量来自Vcc处的电容，因此Vcc电压下降。MAX8540欠压锁定功能的迟滞允许这种情况发生。变压器T1偏置绕组上的脉冲由D1整流、调节并施加到Vcc引脚。整流和调节偏置电路电压逐渐增加，可防止Vcc引脚降至欠压闭锁门限以下。初级侧控制继续从偏置绕组工作。MAX8515 （U2）配置为检测Vcc引脚，并在略高于U7最坏启动电压时关断Q1。这避免了Q7、R30和R22中不必要的功耗。

如图1所示。采用MAX2的5.20 V、8540 A、隔离电流模式正激式转换器电路图

对于电源变压器T1，在Q1的“ON”时间内施加到初级绕组的伏秒应与“OFF”时间内施加的伏秒相平衡，以保持磁芯中磁通的工作点。这是通过使用D2和“消磁绕组”来实现的，其匝数等于初级匝数，并且与原理图中所示的极性连接。当Q1关闭时，D2将磁化电流传导，施加的电压极性传导到消磁绕组，使磁化电流衰减至零。由于在ON和OFF期间施加的电压大小相同，因此ON时间等于磁化电流衰减至零并“复位”磁芯所需的时间。这将占空比限制在最大值50%，超过该值就不会发生磁芯的正确复位，从而导致磁芯饱和。

T1初级端出现的高频开关波形由T1降压，并由同步整流器Q2、Q8、Q3和Q9整流。正向同步整流器Q2、Q8由T1的次级绕组自驱动。续流整流器Q3、Q9由反向、适当延迟版本的栅极驱动脉冲驱动至Q1，使用变压器T2。Q5提供Q3、Q9的快速关断。整流脉冲序列应用于输出L-C滤波器L1、C11、C12、C13和C26。L-C滤波器的输出电压是整流脉冲序列的平均值。对于MAX8540采用的固定频率开关方案，输出电压与整流脉冲序列的“导通”时间成正比。反馈电路由U4 （LMX321）、U5 （LP2980）和U7 （MAX8515）组成，执行负载和直流输入电压变化的输出电压调节功能。U4是一款低压差线性稳压器，为次级侧反馈电路提供固定偏置。输出电压由电阻分压器R12、R11检测，并施加于运算放大器U4的反相输入端。U7 为 U4 的同相引脚提供基准电压。启动时，基准通过R-C延迟（R36、C29）施加，以产生平滑的输出电压启动波形。基准电压源和输出电压之间的误差驱动光耦合器U1的（引脚2、3）LED部分，该部分将误差信号耦合到隔离边界上。光电晶体管（U8的引脚7、3）产生的电流取决于U3的电流传输比，并调整U1的OPTO引脚上的电压以编程峰值初级电流，从而设置产生所需输出电压所需的输出电流。初级电流通过电阻R8检测。U6 （MAX8515）为转换器提供输出过压保护功能。当输出电压超过 2.87 伏时，U6 的 OUT 引脚变为低电平，并驱动 U3 的（引脚 4，3）LED 部分打开 Q4 并关断转换器。这将启动转换器的新启动周期。

功率级组件的设计

变压器设计

一旦确定了给定功率输出、开关频率、磁通密度和温升所需的磁芯尺寸，就可以估算初级与次级匝数比。在典型的应用电路中，由于采用了变压器铁芯复位方案，最大允许占空比为50%。因此初级与次级匝数比 ns/np应基于最低工作输入电压，如下所示：

其中 VOUT为输出电压，VDS是同步整流器两端的压降，D.MAX是最大允许占空比（使用 0.45 表示某些安全裕度），V以分钟为单位是最小工作输入电压。电信输入电压范围的低电压、高电流“砖块”的实际初级匝数设计是通过假设次级为1匝来完成的。这种方法对于为这些应用设计的“板载铁芯”变压器尤其如此。初级绕组到初级偏置绕组的匝数比由下式给出：

,

其中 VD是偏置绕组二极管两端的压降。在最小工作输入电压下，偏置电压应至少为9V，以便为MAX8540上电，这是驱动电压和效率之间的良好平衡。

复位绕组应具有与初级绕组相同的匝数，但是可以使用小规格线，因为通过复位绕组的均方根电流非常小。

为了构建变压器，需要知道初级和次级绕组的均方根电流。这些给出如下。

其中IOUT 是最大输出电流。

一旦知道上述参数，就可以设计变压器。将初级绕组和复位绕组紧密缠绕在一起，有助于最大限度地减少变压器每次复位时漏感引起的开关损耗。交错初级和次级绕组有助于增加耦合并降低漏感。但是，如果变压器需要满足安全要求，则可能会增加成本。然而，在典型的应用电路中，使用标准的现成变压器。所选变压器的初级与次级匝数比为 0.188。

输出电感器选择

在确定最佳电感值时，必须检查几个参数。输入电压、输出电压、负载电流、开关频率和 LIR。LIR是电感电流纹波与直流负载电流的比值。较高的 LIR 值允许更小的电感，但会导致更高的损耗和更高的输出纹波电流。尺寸、效率和成本之间的一个很好的折衷是 30% 的 LIR。选择所有参数后，电感值确定如下：

其中 VSEC是变压器次级侧指定最大纹波电压的电压，fS是开关频率。选择接近计算值的标准值。对于应用电路，插入上述公式的值，并选择最接近的标准电感，得到2.2μH的值。 较低的电感值可最小化尺寸和成本，但由于峰值电流较高，它们也会增加输出纹波并降低效率。另一方面，较高的电感值可提高效率，但最终由于导线额外匝数引起的电阻损耗将超过从较低交流电流水平获得的好处。对于任何面积受限的应用，请找到具有尽可能低直流电阻的低磁芯损耗电感。铁氧体磁芯通常是最佳选择。所选电感的饱和电流额定值必须超过预期的峰值电感电流（IPEAK).请咨询电感器制造商以了解饱和电流额定值。确定 IPEAK 如：

其中VSEC是最大次级侧电压。

输出电容器选择

与任何高频电源一样，输出滤波电容必须满足非常低的ESR和ESL要求。在300kHz频率下，最有利的技术是陶瓷电容器和聚合物电容器（POSCAP）。输出电容器的关键选择参数是电容、ESR、ESL 和额定电压要求。可以注意到，电容、ESR 和额定电压也与温度有关。这些参数会影响DC-DC转换器的整体稳定性、输出纹波电压和瞬态响应。输出纹波是由于输出电容器中存储的电荷变化、电容器ESR引起的压降以及电容器ESL引起的压降而发生的。由输出电容、ESR 和 ESL 引起的输出电压纹波计算如下：

 

而我P-P峰峰值电感电流为：

上述公式估计的纹波电压三个分量的峰值不是同相的，因此不能代数相加。通常，其中一个纹波元件主导其他分量，可用于初始电容器选择。通常，纹波电流越小，输出电压纹波越小。由于电感纹波电流是电感值的一个因素，因此输出电压纹波随着电感的增加而减小。负载瞬态响应取决于所选的输出电容。在负载瞬变期间，输出立即变化 ESR x I负荷.在控制器做出响应之前，输出会进一步偏离，具体取决于电感和输出电容值。短时间后，控制器通过将输出电压调节回其标称状态来响应。控制器响应时间取决于闭环带宽。带宽越高，响应时间越快，从而防止输出进一步偏离其调节值。应用电路使用3 x 680μF的POSCAP，每个POSCAP的ESR为.035 Ω。

输入电容选择

输入电容（C在） 减小从电池或输入电源汲取的电流峰值。输入电容在开关频率下的阻抗应小于输入源的阻抗，以便高频开关电流由输入电容而不是从源提供。输入电容必须满足纹波电流要求（I有效值） 由开关电流施加。非钽化学品（陶瓷、铝或有机）是首选，因为它们可以抵抗上电浪涌电流。我有效值计算方法如下：

,

其中 N 是初级匝数与次级匝数比。对于正激转换器，V在对于最大占空比小于 0.5 的设计，是最小输入电压，对于最大占空比大于 0.5 的设计，占空比等于 0.5 时的输入电压值。选择纹波电流额定值高于计算值的输入电容器。对于应用电路，使用3 x 0.47uF/100V陶瓷电容。

初级场效应管选择

MAX8540通常驱动n沟道MOSFET功率开关。最大漏极电压，最大RDS（ON）和总栅极开关电荷是选择FET所涉及的参数。最大栅极开关电荷是决定功耗的重要因素，因为开关频率与总栅极电荷的乘积是MAX8540控制器的电流消耗。RDS（ON）是决定开关中总传导功率损耗的参数，选择取决于预期效率以及冷却和安装方法。最大漏极电压要求可能因所使用的变压器复位方案而异。对于应用电路中显示的正激转换器，使用基于退磁绕组的简单复位方案，其中MOSFET开关上的最大电压应力为最高输入电压的2倍。考虑到漏感尖峰，应使用 200V MOSFET。MOSFET 还应处理与正激拓扑相关的 RMS 电流。通过 MOSFET 的电流确定为：

总栅极电荷最低、R 最低的 MOSFETDS（ON）对于预期的最大漏极电压（加上一些安全系数）是最佳选择。封装的选择取决于应用、总功率和可用的冷却方法。对于应用电路，基于上述考虑，IRF640 MOSFET，200伏，18安培，RDS（ON）选择=0.18Ω。

次级同步整流器选择

典型的应用电路对次级侧的正向和续流整流器使用同步整流器。正向同步整流器由次级绕组自驱动，续流整流器由栅极驱动变压器驱动，信号由控制器IC产生。同步整流器的额定电压等于最大次级电压加上漏感引起的尖峰裕量。由于漏源电压较低，这种拓扑中的开关损耗不是问题。对于同步整流器，功耗主要是由于传导损耗。功耗的计算公式为：

,

用于正向同步整流器。选择具有 R 的 MOSFETDS（ON）这样，就可以达到估计功耗的可接受的结温。请注意，同步整流器的最大结温取决于热阻，而热阻可以通过所使用的器件封装、布局和冷却方法实际实现。在应用电路中， 2 x IRF7832， 30V， 20A， RDS（ON）=4mΩ @ Vgs=10V MOSFET用于正激和续流同步整流器。

MAX8540控制器元件值设计

OV阈值

MAX8540具有过压保护功能，当输入电压超过用户设定的门限时，关断外部MOSFET。将电阻分压器从系统输入连接到GND，OV连接到中心以设置过压保护跳变点。OV的阈值电压为3.021V （典型值）。

其中 VOV是 OV 阈值，V在（最大）是过压跳变点，R1是从系统输入到OV的电阻，R2是从OV到GND的电阻。

紫外线阈值

MAX8540还包括欠压检测输入。该 IC 将外部 MOSFET 保持在低电平，直到 UV 达到其阈值 （典型值为 1.25V）。一旦达到门限，电路进入软启动状态，使输出进入稳压状态。将电阻分压器从系统输入连接到 GND，中心位于 UV，以设置欠压保护跳变点。

其中 V紫外线是紫外线阈值，V在（分钟）是欠压跳变点，R1是从系统输入到UV的电阻，R2是从UV到GND的电阻。

应用电路中用于设置过压和欠压跳变点的替代方法如图2所示。底部电阻（R36）使用5.3kΩ。R2 和 R1 的计算方法如下：

其中VIN（MIN）是欠压跳变点，VIN（MAX）是过压跳变点，VUV是UV阈值（典型值1.25V），VOV是OV阈值（3.021V典型值）。R1应由两个等值串联电阻组成，以防止单点故障。

图2.启动时的输出电压，使用 8540 的开/关功能。

表 1.UV/OV的典型规格和输入电压的实际开/关迟滞。
 

 

紫外线电压规格		VIN窗口外 （LTP）	VIN打开窗口 （UTP）
最低	1.083	29.76V 31.00V 32.24V
典型值	1.128
.MAX	1.173
最低	1.200		32.97V 34.34V 35.70V
典型值	1.250
.MAX	1.300
OV电压规格		VIN窗口外 （UTP）	VIN窗口内 （LTP）
最低	2.901	79.70V 83.00V 86.32V
典型值	3.021
.MAX	3.142
最低	2.778		76.32V 79.50V 82.68V
典型值	2.894
.MAX	3.010

 

假设 UV/OV 时的 1.250V 与 34V 总线的 34.48V 和 17V 总线的 17.24V 电平成比例。

为了实现表1所示的输入OVP和输入UVP跳变点，上述公式得到R1=965k、R2=402Ω和R3=36.5k。

开关频率和同步

MAX8540振荡器工作在两种模式：独立或同步（同步）。单个输入 FREQ/SYNC 兼作频率编程电阻的连接点和同步输入。模式识别是自动的，基于应用于 FREQ/SYNC 的信号。在独立模式下，从 FREQ/SYNC 连接到 GND 的外部电阻器设置工作频率。一个 1.25V 电源在内部施加到 FREQ/SYNC，振荡器频率与通过编程电阻的 FREQ/SYNC 输出电流成正比。工作频率确定为：

MAX8540还与外部振荡器同步。使用方波驱动频率/同步，正脉冲宽度至少为 200ns，最小脉冲幅度为 3V 加 VF的外部二极管。允许的外部信号的最大占空比为55%。MAX8540同步至200kHz至1MHz的频率，但信号必须在外部电阻在频率频率的±30%以内。由上述频率设定电阻R4计算为32.4k。应用电路中指定的R-C滤波器应连接在R4上以进行鼻滤波。

最大占空比

在最小系统输入电压 （V在（分钟）） 将电阻器从 MAXDTY 连接到 GND。最大占空比与UV下的电压成反比。随着UV电压的增加，占空比降低。在所有开关频率下，最大占空比在内部限制为 80%。MAXDTY电阻的确定公式为：

R 的有效电阻值范围马克斯蒂从24.3kΩ到130kΩ。对于应用电路，选择80.6k的值，以将占空比限制在50%以内。

N 沟道 MOSFET 驱动器

DRV 输出可在低功耗应用中驱动 N 沟道 MOSFET。在高功率应用中，MAX8540内部的栅极驱动器可能无法有效地驱动外部MOSFET，可能需要外部栅极驱动器。在这种情况下，将 DRV 连接到外部栅极驱动器的输入。

斜率补偿

MAX8540为电流模式器件，需要斜率补偿才能正常工作。为了提供斜率补偿，请将一个电阻从SCOMP连接到GND（R斯科姆).R 的值斯科姆确定如下：

对于在输出中使用同步整流器的应用，请将斜率补偿设置为等于输出电感的负斜率。R斯科姆等于：

其中 dV坡道/dt = 2.5V × fS/ 1和=25kΩ，N是初级与次级的匝数比np/ns，L1是输出电感，VOUT是输出电压，fS是开关频率，RCS是电流检测电阻。对于应用电路，上述公式得出的值为R斯科姆=30.9k。占空比小于0.5的转换器可能不需要这种斜率补偿，因此次谐波振荡不是问题。需要注意的是，增加的斜率补偿越多，转换器的行为往往类似于电压模式转换器。因此，应添加所需的坡度补偿量。对于占空比小于0.5的转换器，在电流信号中增加少量斜率可改善低负载电流下的操作。

对于在输出中使用二极管而不是同步整流器的应用，斜率补偿电阻等于：

其中 VF是二极管的压降。

软启动

软启动特性允许使用MAX8540构建的转换器在可控的软斜坡中为负载供电，从而降低启动浪涌和应力。它还确定使用多个转换器时的上电时序。通电后，SS充当吸电流器，以释放与其连接的任何电容。一旦VCC上的电压超过其锁定值，SS就会为外部电容器（C党卫军），允许转换器输出电压斜坡上升。在大约 440ms/μF 内达到全输出电压。由于应用电路具有次级软启动，用于在启动时控制输出电压，因此SS延迟设置为最小。使用 660pf 电容器设置 1500uS 的延迟。

限流

MAX8540可以实现两种类型的限流方案。它们是“打嗝模式”和“闩锁”模式。CS 信号通过主外部 MOSFET 提供有关电流斜坡的反馈。CS上的电压由MAX8540监测。逐周期限流功能可在CS处的电压大于ILIM设定的阈值电压时缩短外部MOSFET的导通时间。使用电阻分压器设置从 REF 到 GND 的限流阈值，ILIM 连接到中心。限流阈值确定为：

其中VREF 是 5V 基准，R26 和 R10 是外部电阻。对R10使用16kΩ，并改变R26以改变阈值。对于应用电路，将R26调整为205k，将电流限值设置为满载电流的125%。要选择打嗝模式，请将电容器连接到SKTON和SKTOFF，以编程打嗝模式的开通和关断时间。当检测到逐周期事件时，IC在SKTON为电容器充电。只要CS电压大于ILIM阈值电压，电容器就会继续充电。一旦SKTON上的电压达到其阈值电压，MAX8540开始跳过开关周期，时间由连接到SKTOF的电容决定。一旦经过此时间段，IC开始切换至连接到SKTON的电容设置的时间段。此过程一直持续到输出短路或过载条件被消除。

要选择锁存模式，请将 SKTOFF 连接到 REF。在这种模式下，如果硬短路或过载超过SKTON电容设置的时间段，则输出被锁断。要解锁输出，请切换/EN或将输入电源循环至VCC。

为应用电路选择打嗝模式。有关设置打嗝模式周期的详细信息，请参阅下面的 SKTON 和 SKTOFF 部分。

斯克顿和斯克托夫

电容CSKTON决定了短路限流启动前允许的时间段。一旦CS电压超过ILIM阈值，SKTON的电容器就开始充电。电容器继续充电，直到达到SKTON阈值电压或过流事件消除。此功能允许在启动期间使用更高的电流使IC联机。设置 CSKTON 以便有足够的启动时间。SKTON所需的电容确定为：

CSKTON=tON/10³

其中 tON 以毫秒为单位，CSKTON 以 μF 为单位。CSKTON 的允许范围为 100pF 至 0.01μF

SKTOFF 的电容决定了外部 MOSFET 在过流事件期间关断的时间段。一旦超过SKTON时间段，SKTOFF电容器就会充电。一旦VSKTOFF达到其阈值，IC就会再次开始切换。CSKTOFF 被确定为：

CSKTOFF=tOFF/10³

其中 tOFF 以毫秒为单位，CSKTOFF 以 μF 为单位。CSKTOFF 的允许范围为 1000pF 至 1μF。对于应用电路，使用CSKTON=0.0047uF和CSKTOFF=.068uF。

通过一个 10kΩ 上拉电阻将 VSKTOFF 上拉至 VREF，以启用闭锁功能。在这种模式下，一旦经过SKTON时间，IC就会被锁断。电路将保持关断状态，直到切换/EN或输入电源切换。

补偿

由于电流模式控制采用MAX8540电流模式控制器，由于输出电容和负载组合，正激式转换器的功率级呈现单输出极点，以及由于输出电容的ESR为零点。补偿器设计的目标是在交越频率下实现-20 db/十倍频程的单斜率，相位裕量大于45度。为了实现良好的直流调节，高低频增益是补偿器的另一个要求。为了达到上述要求，补偿器应有一个零点、一个极点和一个积分器。类型 2 方案很容易实现这一点。对于应用电路中的正激转换器，电流模式控制下的开环增益由表达式给出，

,

其中 G光电为光耦合器增益，RL负载电阻C14、C15、C24、R27、R6和R14和R11是MAX8540典型应用电路中使用的参考指示符。C外是总输出电容和R红沉降率是输出电容的ESR。R.CS是应用电路中指定为R8的电流检测电阻。

输出极点和零点出现的频率确定为：

从上述等式中，f输出极和 f输出零分别确定为 624Hz 和 6.9kHz。

使用以下方法计算补偿分量：

首先，确定所需的带宽（fBW） 的系统。带宽（交越频率）将决定MAX8540响应负载瞬变引起的输出变化的速度。应用电路选择5kHz的带宽。在 f 处需要单位增益BW.因此，在 f 处的 T（s）BW必须等于 1。选择 C14=0.1μF， s=2p*fBW并将环路增益设置为环路增益T（s）方程中的单位，以确定R11。对于交越频率下的单个有源极点，

其中 nP是初级匝数，nS是二次匝数，G光电是所用光隔离器的增益。R11 的值从上式中得到 31.8k。

将R27置于零点以补偿由于负载电阻和输出电容引起的极点。选择零点的位置比极点位置高 3 倍。精确消除极点会产生较大的时间常数R27。C14，因为零点必须放置在较低的频率。这会导致控制器饱和时在大负载瞬变期间响应缓慢。使用以下公式发现 R27 为 910 Ω：

控制器中由于C15和R27的极点用于消除ESR零点。C15=.022μF的值由以下公式获得：

上述方法虽然简单，但给出的补偿器值仅作为良好的起点。在使用网络分析仪进行实际测试时，发现交越频率低于预期。该误差由R11的公式引起，该公式假设控制器的极点和零点精确抵消。因此，R11降低到15K，以增加增益并达到所需的交越频率。此外，在这种简单的设计方法中不考虑光耦合器增益和相移。光耦合器在交越周围表现出明显的相移，因此降低了相位裕量。控制器中用于补偿ESR零点的极点实际上被移除，以实现所需的45度相位裕量。补偿器的最终值为R11=15k，R27= 910，C14=0.1μF，C15=未使用。

输出过压保护

输出过压保护通过以MAX8515 （U6）为比较器检测过压条件，通过光耦合器（U3）耦合故障信号，并下拉MAX8540的UV输入来实现。MAX8540关断驱动脉冲，反复经历一个新的启动周期，直到过压条件消失。

布局指南

所有承载脉冲电流的连接必须非常短，尽可能宽，并尽可能在其后面有接地通道。由于高频开关电源转换器中电流的高di/dt，这些连接的电感必须保持在绝对最小值。在原型制作过程中，多用途板、绕线和类似的建设性做法不适合这些类型的电路;尝试使用它们将失败。取而代之的是，使用具有接地层或同等技术的铣削 PC 板。必须在建议的任何布局中分析电流环路，并将内部面积保持在最小水平，以减少辐射EMI。不建议在高频开关转换器所在的电路板区域生成 PC 板布局时使用自动路由器。设计师应仔细检查布局。特别要注意接地连接。接地层必须尽可能保持完整。转换器电源部分的接地层应与逻辑接地层分开，电源接地层噪声最小的部分除外。电源线滤波电容和电源开关或电流检测电阻的接地回路必须靠得很近。所有接地连接必须尽可能类似于星形系统。热管理是上述转换器设计中要考虑的另一个重要问题。组件的温升是所使用的冷却方法和封装技术的重要功能。应用电路绝对需要强制冷却才能可靠地提供全功率。

MAX8540评估板的测量

本文介绍了在MAX8540评估板上进行的一些重要测量。它们是：
1. 转换器效率（图 3）
2.瞬态响应（图4）和
3。启动时的输出电压（图2），采用MAX8540的ON/OFF功能。

图3.转换器效率与负载电流的关系

图4.阶跃负载的输出电压偏差增加和减少。负载电流压摆率约为0.1 /μS。

总结

本文讨论了使用MAX2电流模式控制器的5.20 V、8540A转换器设计，并给出了一个典型应用电路及其物料清单。MAX8540特别适用于网络和电信行业的特性已在应用电路中得到证明。

审核编辑：郭婷