选择最佳基准电压源

还有什么比基准电压源（简单、恒定的基准电压）更基本的呢？与所有设计主题一样，需要权衡取舍。本文讨论不同类型的基准电压源、其关键规格以及设计权衡，包括精度、温度独立性、电流驱动能力、功耗、稳定性、噪声和成本。

您可以在几乎所有先进的电子产品中找到电压基准，无论是独立的还是集成到更大的功能中。了解技术和系统误差预算是一个重要的设计考虑因素。由于篇幅有限，我们建议在涉及系统概念时进一步阅读脚注。例如：

在稳压器中，基准电压源提供与输出进行比较的已知值，以产生用于调节输出电压的反馈.

应用中可能需要远程电压调节和电源裕量调节

在数据转换器中，基准电压源提供绝对电压与输入电压进行比较，以确定正确的数字代码.

模数转换器（ADC）和基准电压源的误差预算;或数模转换器 （DAC） 和基准电压组合.

其他数据转换器误差源、有效分辨率和位数

用于转换器精度和时钟抖动、信号带宽和 THD 的工具和计算器

在电压检测器电路中，基准用作设置跳变点的绝对阈值

所需的规格取决于应用。本文讨论不同类型的基准电压源、其关键规格和设计权衡。它提供的信息可帮助设计人员为其应用选择最佳基准电压源。

理想

理想的基准电压源具有完美的初始精度，并保持其电压，而不受负载电流、温度和时间变化的影响。在现实世界中，设计人员必须权衡以下因素：初始电压精度、电压温度漂移和迟滞、电流源和灌电流能力、静态电流（或功耗）、长期稳定性、噪声和成本。

参考类型

两种最常见的基准电压源类型是齐纳和带隙.齐纳二极管通常用于双端子分流拓扑。带隙基准电压源通常用于三端串联拓扑。

齐纳二极管和并联拓扑

齐纳二极管是针对反向偏置击穿区域工作而优化的二极管。由于击穿相对恒定，因此可以通过在相反方向上驱动已知电流来产生稳定的基准电压源。

齐纳二极管的一大优势是电压范围广，从2V到200V。它们还具有广泛的功率处理能力，从几毫瓦到几瓦。

齐纳二极管的主要缺点是它们对于高精度应用来说不够精确，并且它们的功耗使其难以适应低功耗应用。一个例子是BZX84C2V7LT1G，其击穿或标称基准电压为2.5V，变化范围为2.3V至2.7V，精度为±8%。这仅适用于需要很少精度的应用。

齐纳基准电压源的另一个问题是输出阻抗。上面的例子在100mA时的内部阻抗为5Ω，在600mA时的内部阻抗为1Ω。非零阻抗会导致基准电压的额外变化，具体取决于负载电流的变化。选择具有低输出阻抗的齐纳二极管可将这种影响降至最低。

埋入式齐纳二极管是一种特殊类型的齐纳二极管，由于其结构，它们位于硅表面以下，因此比普通齐纳二极管更稳定。

实际齐纳二极管的替代方案是模拟齐纳二极管的有源电路。电路使器件能够显著改善齐纳二极管的经典限制。MAX6330就是这样一种器件。该器件在 1μA 至 5mA 负载变化范围内具有 100.50% （最大值） 的极小初始精度。此类IC的典型实现如图1所示。

图1.使用MAX6330作为有源电路，模拟齐纳二极管。

选择合适的分流电阻器

所有并联配置基准都需要一个与基准元件串联的限流电阻。它可以通过以下公式计算：

其中：

VIN是输入电压范围

VSHUNT是调节电压

ILOAD 是输出电流范围

ISHUNT 是最小分流工作电流

请注意，分流电路始终消耗I负荷（最大值） + I分流是否存在负载。

相同的分流器可用于 10V在或 100V在通过正确调整 R 的大小S.为 R 选择最大标称电阻值S提供最低的电流消耗。请记住提供安全裕度，以考虑所用电阻的最坏情况容差。您还应该使用以下两个一般功率公式之一来确保电阻的额定功率足够：

PR = IIN(VIN(max) - VSHUNT)
= I²INRS
= (VIN(max) - VSHUNT)²/RS

带隙基准和串联模式拓扑

并联基准和串联基准之间的主要区别在于，三个端子串联模式基准不需要外部电阻，静态功耗显著降低。最常见的形式是无处不在的带隙基准电压源。

带隙基础知识

带隙基准电压源产生两个电压：一个具有正温度系数（tempco），另一个具有负温度系数。它们一起在输出端有一个零温度总和。

正温度系数通常由两个V的差值得出是在不同的当前级别运行。负温度系数使用V的自然负温度系数是电压（见图2）。

实际上，温度和并不完全为零。根据 IC 电路设计、封装和制造测试能力等设计细节，这些器件通常可以实现 V外温度系数在每摄氏度 1 到 100ppm 之间。

图2.带隙基准电压源。

Maxim的带隙参考计算器（BGRC）用户指南（计算器zip文件中）允许对Brokaw带隙参考单元进行仿真。在绝对零度至175°C的温度下，显示了调整带隙的效果。 曲率校正电路也是可调的，使设计工程师能够了解参考IC设计过程。设计背后的物理原理随着对由此产生的误差波形和幅度的理解而变得显而易见。

分流或串联拓扑的使用通常由应用和所需性能决定。有关并联拓扑中的齐纳二极管与串联拓扑中的带隙之间的一些比较，请参见表1。

表 1.基准电压源比较指南

 

什么	齐纳 - 并联拓扑	埋地齐纳 - 并联拓扑	带隙 - 串联拓扑
优点	宽/高V在能够 最适合非功率关键型应用，因为具有更高的 I静态（1mA 至 10mA） 1% 满量程初始精度	宽/高V在能够 最适合非功率关键型应用，因为具有更高的 I静态（1mA 至 10mA） 0.01% 至 0.1% FS 初始精度	通常较低的 V在范围 低静态电流 （μA 至 ~1mA） 无外部电阻 下 I静态 0.05% 至 1% FS 初始精度 低压差
缺点	始终使用电流 需要外部电阻器 精度较低 只能灌电流 高压差	更高 I静态比带隙	有限 V在范围 通过元件损耗
陷阱	长期稳定性	并非所有系列器件都吸收电流	并非所有系列器件都吸收电流

 

系统设计问题和参考选择

功耗　　

如果设计中精密系统，如高效率、±5%电源或功耗极低的8位数据采集系统，可以使用MAX6025或MAX6192等器件。两款基准均为 2.5V 基准，最大功耗为 35μA。它们具有非常低的输出阻抗，因此基准电压几乎与I无关外。

拉电流和灌电流

另一个规格是基准源的源电流和吸收电流的能力。

大多数应用需要一个基准电压源来源出负载电流，当然，基准电压源需要能够提供所需的负载电流。它还需要提供任何I偏见或漏电流——它们的总和有时会超过负载电流。

对于MAX1110这样的转换器，ADC和DAC通常需要数十微安电流，而对于AD10这样的器件，通常需要7886mA （最大值）。MAX6100–MAX6107系列基准提供5mA电流，吸收2mA电流。对于非常重的负载，MAX6225/MAX6226/MAX6241/MAX6250系列的源电流和吸收电流范围为10mA至15mA。

温度漂移

温度漂移通常是一个可修正的参数.这通常是一个非常可重复的错误。校正可以通过添加校准步骤或从先前表征的查找函数中读取值来完成。

输出电压温度迟滞

该参数定义为参考温度（+25°C）下由于顺序但相反的温度偏移（即热到冷，然后从冷到热）引起的输出电压变化。由于这种效应，可能会产生非常负面的影响，因为它的幅度与系统所经历的温度偏移成正比。在许多系统中，这种类型的错误不是很可重复。该参数是IC电路设计以及封装效果的函数。例如：MAX6001器件采用3引脚SOT23，典型温度迟滞为130ppm。但更大、更稳定的封装，如6190引脚SO封装的MAX8，只有75ppm。

校准

校准在高分辨率系统中非常常见。在16位系统中，商用（1°C至+0°C）温度范围需要优于70ppm/°C的基准电压源，以在整个范围内保持在±1 LSB以内，基准电压点为+25°C。ΔV = （1ppm/°C × 5V × 45°C） = 255μV。这种在工业温度范围内扩展的相同温度漂移仅对14位系统是可以接受的。

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噪声

噪声通常由随机热噪声组成，但也可能包括闪烁噪声和其他杂散源。MAX6079、MAX6250和MAX6350都是12μV低噪声应用的理想选择。P-P， 3μVP-P和 3μVP-P分别是噪声性能。所有这些对测量的影响都小于1 LSB。人们可能会过度采样和平均，但这是以处理器功率和增加系统复杂性和成本为代价的。

Maxim的《热噪声计算器（TNC）用户指南》（计算器zip文件）有助于分析电阻和其他噪声源中的热噪声。TNC发现任何器件产生的噪声电压，如果其白噪声频谱密度和1/f转折频率已知。TNC也可以在HP 50g计算器或使用免费模拟器程序的PC上运行。

图3.典型频谱噪声密度。

热噪声计算器可以显示客户在指定带宽上的噪声贡献。

长期稳定性

此参数定义为电压随时间的变化。这主要是由于封装或器件系列中存在的芯片应力或离子迁移。重要的是要注意，电路板清洁度会随着时间的推移而表现出长期变化;尤其是过温湿度。这种影响有时可能大于固有的设备稳定性。长期稳定性通常仅在参考温度下指定，通常为+25°C。

总结

设计任何系统的困难在于平衡权衡：成本、尺寸、精度、功耗等。在为设计选择最佳基准时，考虑所有相关参数非常重要。值得注意的是，由于制造阶段补偿/校准成本的降低，很多时候更昂贵的组件可以降低系统总成本。

审核编辑：郭婷